38 Rozmístění náhradních dílů přijímače 4320U - pohled zvenčí Rozmístění náhradních dílů uvnitř přijímače 4108U 48 3/66

Transkript

1 1/66

2 Technický popis, návod k údržbě a o pravě televizních prijímačů TESLA 4108 U, 4112 U, 4214 U, 4216 U a 4320 U Výrobce: TESLA ORAVA, národní podnik Obsah: 1. Technické údaje Popis zapojení Vstupní obvody Mezifrekvenční zesilovač Obrazový detektor Klíčované řízení kontrastu Obrazový zesilovač Zvukový mezifrakvenční zesilovač Poměrový detektor Nízkofrekvenční zesilovač Oddělovač synchronizačních impulsů Snímkový rozklad Stabilizace svislého rozměru obrazu Řádkový rozklad Systém automatické fázové synchronizace Budící generátor řádkového rozkladu Koncový stupeň řádkového rozkladu Stabilizace rozměru obrazu Síťová napájecí část Dálkové ovládání Návod na obsluhu a nastavení obrazu Poruchy a ověření funkce přístroje Všeobecně Tabulka napětí Průběhy napětí v důležitých bodech rozkladové části Slaďování a kontorla vf obvodů Vybavení opravárenského pracoviště Všeobecné pokyny pro slaďování a kontrolu TV Televizní nosné kmitočty obrazu a zvuku normy OIRT, důležité pro ČSSR Slaďování vysokofrekvenčního dílu Slaďování obrazové mezifrekvence Kmitočtová charakteristika přijímače Sladění mezifrekvence zvukové části Nastavení zvukové mezifrekvence u zákazníka (pomocí TV signálu) Elektrická kontrola jednotlivých částí přijímače Kontrola kmitočtové charakteristiky obrazové mezifrekvence a celého přijímače Kontrola celkové citlivosti přijímače Kontrola kmitočtové charakteristiky obrazového zesilovače Kontrola zvukové mezifrekvence a poměrového detektoru Kontrola zvukové citlivosti přijímače Kontrola nízkofrekvenčního zesilovače Kontrola rozkladových obvodů Výměna hlavních částí Změny provedené při výrobě Náhradní díly Mechanické díly Elektrické díly Přílohy /66

3 Obrázky v textu: Obr. popis strana 1 Pohled na přijímač 4108U AZURIT 4 2 Schéma vysokofrekvenčního dílu 6 3 Neutralizace vf dílu 7 4 Neutralizace zvukové mezifrekvence 13 5 Zjednodušené schéma poměrového detektoru 14 6a Vektorové diagramy napětí poměrového detektoru 14 6b,6c Vektorové diagramy napětí poměrového detektoru 15 7 Oddělení synchropnizačních impulsů 17 8 Průběh napětí na C Stabilizace svislého rozměru obrazu Principielní zapojení fázového detektoru Činnost fázového detektoru Průběh budícího napětí Náhradní schéma řádkového koncového stupně Stabilizační obvod koncového stupně řádkového rozkladu Rozmístění ovládacích prvků vpředu Rozmístění ovládacích prvků vzadu Schéma zapojení rozkladové části přijímače s vyznačenými body snímaných průběhů Průběhy a velikosti napětí nebo proudů rozkladové části přijímače Symetrizační členy Zapojení rozmítače při snímání kmitočtové charakteristiky Křivka pásmového filtru Toleranční pole křivky pásmového filtru Rozmístění ovládacích prvků Kmitočtová charakteristika OMF Kmitočtová charakteristika OMF Kmitočtová charakteristika OMF Kmitočtová charakteristika OMF Kmitočtová charakteristika OMF Kmitočtová charakteristika OMF Celková kmitočtová charakteristika Zapojení měřících přístrojů pro slaďování zvukové části přijímače Kmitočtová charakteristika ZMF a PD Kmitočtová charakteristika obrazového zesilovače Kmitočtová charakteristika nf zesilovače Rozmístění náhradních dílů přijímače 4108U - pohled zvenčí Rozmístění náhradních dílů uvnitř přijímače 4108U Rozmístění náhradních dílů přijímače 4214U - pohled zvenčí Rozmístění náhradních dílů přijímače 4320U - pohled zvenčí 49 3/66

4 Pokyny a údaje obsažené v této technické dokumentaci jsou určeny pro školené televizní opraváře, aby jim ulehčili odborné provádění oprav. Bylo možno do příručky spojit údaje několika typů. Jejich rozdělení je následující: přijímače 4108 U (Obr.1 ) a 4112 U jsou stolní přijímače s uhlopříčkou obrazovky 43cm, odlišné přední strany skříně (typ 4112 U má vypuklé ochranné sklo). Přijímač 4214 U a 4320 U je stojanové provedení typu 4108 U s tím, že 4320 U má reproduktor umístěn v samostatné skříňce mezi nožičkami hlavní skříně. Televizor 4216 U má uhlopříčku obrazovky 53cm; podle toho přizpůsobenu skříň. Ovládací prvky z přední strany jsou umístěny vzadu. Elektrické provedení všech typů je shodné. 1. Technické údaje 1) Všeobecné Dvanáctikanálové televizní přijímače superheterodyny, určené pro příjem signálů podle ČSN , s mezinosným způsobem odběru zvukového vedení k napájení ze střídavé sítě 220 V. 2) Rozměry obrazu mm, mimo typu 4216 U: mm 3) Mezifrekvence Obraz 38 MHz (u náběhových typů 39,5 MHz) Zvuk 31,5 MHz (u náběhových typů 33 MHz) 4) Laděné obvody 3 vysokofrekvenční v pásmu přijímaného kmitočtu 1 oscilátor pomocného kmitotočtu 8 obrazový mezifrekvenční zesilovač 2 odlaďovače 4 zvukový mf zesilovač 2 poměrový detektor 5) Mezinosný kmitočet 6,5 MHz 6) Vstup symetrický 300 Ω 7) Kmitočtový rozsah 12 televizních kanálů podle normy ČSN : Přijímače jsou osazené cívkami pro 9 kanálů v I. a III. televizním pásmu. Pátý kanál v II. televizním pásmu mají přijímače určené pro oblast Kráľova Hoľa (místo 12. kanálu). 8) Minimální citlivost jednotlivých přijímačů pro obraz i zvuk je lepší než 100 µv pro kanály 1 a 2, a lepší než 120 µv pro kanály ) Šířka přenášeného pásma 5 MHz, pro pokles napětí o 6 db. 10) Vychylování elektromagnetické, s nízkoimpedančními cívkami 11) Urychlovací napětí obrazovky kv. 12) Výstupní výkon zvukové části 1,8 W (pro 10% zkreslení při 400 Hz). Pásmo Kanál Nosný kmitočet Kmitočtový (MHz) rozsah obrazu zvuku I. 1 49,75 56,25 48,5-56,5 2 59,25 65, II. 5 93,25 99, ,25 181, ,25 189, ,25 197, III ,25 205, ,25 213, ,25 221, ) Reproduktor dynamický, bezrozptylový ARO mm ALNICO (80 Hz 12 khz) impedance 4 Ω. (Pro přijímač 4320 U ARE 589) 4/ ,25 229,

5 14) Osazení elektronkami E1 PCC 84 vf předzesilovač E2 PCF 82 směšovač a oscilátor E3, E4, E5 EF 80 mezifrekvenční obrazový zesilovač E6 PCL 84 obrazový zesilovač + klíčované řízení zisku E7, E8 EF 80 mf zesilovač a omezovač mezinosného kmitočtu E9 EAA 91 poměrový detektor E10 PCL 82 nf stupeň zvukové části E11 ECH 81 oddělovač synfronizačních impulsů, fázový detektor + zesilovač snímkových synchronizačních impulsů E12 PCF 82 reaktační elektronka + sinus-oscilátor s tvarovacím obvodem E13 EAA 91 tvarovací stupeň obvodu pro potlačení zpětných běhů a opožděné řízení citlivosti E14 PL 36 koncový stupeň řádkového rozkladu E15 PY 88 účinnostní dioda E16 DY 86 Vysokonapěťový usměrňovač E17 PCL 82 blokovací oscilátor + koncový stupeň snímkového rozkladu E18 15) Osazení polovodiči 431QQ44 531QQ44 obrazovka AW43-88 (polská), 6B43G2 (německá), CME1705 (anglická) obrazovka pro 4216 U D1 7NN41 detektor U1 KA 220/05 křemíkový usměrňovač 16) Napájení ze střídavé sítě 220 V ±10%, 50 Hz 17) Příkon 160 W. 18) Jištění tavnou pojistkou u prijímačů s tlumivkou 1,6 A 1,25 A 19) Rozměry a váha typ Šířka Výška Hloubka Váha (mm) (mm) (mm) (kg) 4108 U U U U U /66

6 2. Popis zapojení Dále uvádíme popis zapojenní hlavní série, odchylky na některých sériích přijímačů jsou uvedeny v odstavci 08. Schéma zapojenia s označením jednotlivých součástek uváděných v tomto popisu, je v příloze. Prostudováním zapojení se nejlépe seznámíte s funkcí jednotlivých částí, a tak i s příčinami závad. Při popisu probíráme stručně dobře známé obvody a podrobněji popisujeme obvody obtížnější nebo nové Vstupní obvody (vysokofrekvenční zesilovač, směšovač a oscilátor, Obr.2 ) Vstupní obvody tvoří samostatnou jednotku kanálový volič, typ 6 PN Je to upravený typ kanálového voliče, používaného v televizích Astra, Narcis, Oravan, Kriváň a Muráň. Anténní vstup je přizpůsoben pro připojení souměrného svodu s charakteristickou impedancí 300 Ω (dvojlinka). Signál přichází přes bezpečnostní oddělovací kondenzátory C1 a C2 na symetrizační člen, také nazýván anténní transformátor, elevátor nebo balun, který transformuje napětí signálu z antény ze souměrné impedance 300 Ω na nesouměrnou impedanci 300 Ω. Tento symetrizačný anténní transformátor je vytvořen vf vedením z bifilárně vinutých cívek L1, L2, L1' a L2'. Cívky jsou vinuty tak, že každá jejich dvojice vytváří vedení charakteristické impedance 150 Ω. Impedance každé vstupní zdířky proti kostře je 150 Ω, mezi vstupními zdířkami je tedy 300 Ω symetricky proti zemi. Bezpečnostní kondenzátory C1 a C2 mají na přijímaných frekvencích zanedbatelnou impedanci, avšak galvanicky oddělují vstupní zdířky přístupné dotyku od kostry prijímače, která je přímo spojena s napájecí sítí. Nesouměrný výstup anténního transformátoru je připojen přes mezifrekvenční odlaďovač L3, C3 a kondenzátor G4 na vstupní laděný obvod tvaru π, tvořený cívkou L4, vstupní kapacitou C5 a vnitřní kapacitou katoda-mřížka C gk prvního triodového systému etektronky E1. Poměr těchto kapacit (se započtením rozptylových kapacit) je volen tak, aby vstupní odpor etektronky E1 při rezonanční frekvenci obvodu spolu s vlastním dynamickým odporem obvodu byl transformován na velikost cca 300 Ω na kondenzátoru C5 (přizpůsobené anténnímu svodu). Okruh L3, G3 je naladěn přibližně na střed mezifrekvenčního pásma (cca 36 MHz) a zabraňuje pronikání mezifrekvenčních kmitočtů z antény do dalších obvodů přijímače a tím i případnému rušení obrazu od vysílačů podobných kmitočtů. Kondenzátor C4 odděluje mřížku prvního systému E1 galvanicky od kostry, když dostává regulační záporné přepětí, a také spolu s C5 vytváří impedanční dělič a tedy částečně ovlivňuje přizpůsobení. Odpor R1 slouží pro přivedení regulačního napětí i při přepínání kanálů, resp. když zákazník omylem nechá kanálový volič v poloze, kde není osazen kanál. Mimo to tlumí na kanálech I. pásma mřížkový obvod L4, C5, C gk, který by byl jinak málo tlumen, když vstupní odpor elektronky E1 stoupá kvadraticky s klesajícím kmitočtem. Bez něho by byla frekvenční charakteristika na těchto kanálech příliš úzká, a také by přetransformovaný odpor na kondenzátoru C5 byl příliš velký a vstup přijímače by nebyl dobře přizpůsoben anténnímu svodu. První triodový systém 6/66

7 etektronky E1 pracuje jako vf zesilovač s uzemněnou katodou, druhý systém El s uzeměnou mřížkou. Oba triodové systémy jsou spolu vázány π-článkem, tvořeným anodovou kapacitou C a vstupní triody, kapacitou katoda-kostra (C gk ) druhé triody a indukčností E5. Toto tzv. kaskádové zapojení umožňuje dosažení velké citlivosti TV, to znamená velkého zesílení při malém šumovém napětí. (Kaskáda zesiluje jako pentoda, ale šumí jen jako trioda). π-filtr mezi oběma triodovýmy systémy má velmi plochou rezonanční křivku, (je tlumen malým vstupním odporem 2.triody, který je při uzeměné mřížce rovný přibližně 1, t.j. asi 200 Ω), je naladěn S přibližně na 200 MHz, a tím vyrovnává menší zesílení vf stupňů na kanálech III. pásma. Kaskádové zapojení je stabilnejší než zapojení s jednou triodou. K rozkmitání přes kapacitu anoda-mřížka C ag nedochází, protože anoda pracuje do malé vstupní impedance π-článku C L5 C silně a tlumeného malým vstupním odporem 2.triody. Proto také vf napětí na anodě 1.triody je přibližně rovné napětí na její mřížce. Vlastní zesílení se děje jen v 2.triodovém systému, kde je mřížka vysokofrekvenčně uzemněná (kondenzátorem C7) a kde kapacita C ag nemůže vytvářet zpětnou vazbu. Naopak je výhodné neutralizovat kapacitu C ag 1.triody, aby se snížil šum. Tato neutratizace je provedena kondenzátorem C6, který s ostatními kapacitami a cívkou L4 tvoří můstkové zapojení. Napětí mezi anodou a katodou nemůže vytvořit žádné napětí na cívce L4, když platí Cga : Cgk = C6 : C5. Vyvážení můstku se provádí kondenzátorem C5 dle Obr.3 Obě triodové soustavy elektronky E1 jsou elektricky shodné a pro stejnosměrný proud jsou zapojeny do série, na každé triodě je poloviční anodové napájecí napětí. Když katoda 2.triody má napětí rovné polovině anodového napájecího napětí (cca 90 V), má mít její mřížka napětí také kladné, o něco menší. Toho se dosáhne děličem z odporů R3 a R4. Tyto odpory nejsou nijak přesné, tak ani napětí na mřížce 2.triody není přesně stejné velikosti aby odpovídalo předepsaným hodnotám. Naproti tomu si elektronka sama nastaví správné předpětí. Je to proto, že anodový proud jedné triody protéká i druhou triodou. Kdyby se např. zvýšil anodový proud kvůli malému nebo i kladnému předpětí mřížky druhé triody, vytvoří tak na stejnosměrném vnitřním odporu 1.triody (který odpovídá předpětí vlastní mřížky) vyšší napětí než na vnitřním odporu 2.triody (sníženým nesprávným předpětím mřížky 2.systému). Tím se zvýší napětí na katodě 2.systému a předpětí mřížky bude zápornější. Nastavení správného předpětí je úplné automatické a naopak, změnou předpětí 1.triody se změní i předpětí 2. triody prakticky o stejnou hodnotu, např. zvýšením U se zvýší stejnosměrný vnitřní odpor 1.triody, tím se zvýší i napětí na katode 2.triody a tedy předpětí mřížka-katoda 2.triody. Proto přiváděním regulačního napětí z obvodu automatického řízení citlivosti přes R1 se reguluje zesílení obou triodových systémů E1. Zatěžovací impedanci v anodovém obvodě 2.triody E1 tvoří induktivně vázaný pásmový filtr L6 L7. Ladící kapacity jsou mimo trimrů C8 a C13 také elektronkové kapacity C ag 2.triody E1 a C gk pentodového systému PCF 82. Vazba je na všech kanálech nadkritická a křivka propustnosti je přesedlaná. Na sekundár tohoto filtru je připojená rídící mřížka pentodového systému E2, který pracuje jako aditivní slučovač. Vstupní odpor pentody E2 je při 200 MHz cca 1,5 kω a silně tlumí sekundární obvod. Naopak primární obvod je jen málo tlumený poměrně vysokým výstupním odporom 2.triody E1. Tlumení pásmového filtru L6 L7 je tedy nesouměrné což je výhoda z hlediska zesílení a slaďování. U kanálů o nejnižších frekvencích (I.pásmo), kde je vstupní odpor pentody E2 značně vyšší, účinkuje jako tlumící odpor také R6. Odpor R6 zabezpečuje, aby pentoda E2 měla mmřížkový svod také při odpojené kanálové cívce. Jako oscilátor pracuje triodová část elektronky E2. Směšování je aditivní, tzn. První mřížka pentody má takové předpětí, aby pracovala na zahnuté části charakteristiky. Napětí z oscilátoru se přivádí také na první mřížku. Aditivní slučovač má značně menší šum než multiplikatívny, jaký známe z rozhlasových prijímačů pro příjem dlouhých, středních a krátkých vln. Pro dosáhnutí dobré směšovací strmosti je však potřeba aby vf napětí oscilátoru, přivedené na řídící mřížku směšovače bylo poměrně velké. Aby toto bylo zachované na všech kanálech, přenáší se napětí z oscilátoru do mřížkového obvodu směšovače induktivně tím, že cívka oscilátoru L8 je v bezprostřední blízkosti cívky L7, a také ješte kapacitně přes kondenzátor C10. Tato kapacitní vazba působí především na vyšších kanálech, kde by induktívní vazba vzhledem k malým indukčnostem cívek byla příliš malá. 7/66 g gk

8 Přepětí vzniká na mřížce směšovače automaticky podobně jako u mřížkového detektoru tak, že se kondenzátor C11 při vrcholech kladných půlvln oscilátorového napětí nabíjí mřížkovým proudem a druhá část periody se vybíjí přes odpor R7. Pro dobré směšování má být toto předpětí v bodě MB1 v rozmezí 3 5 V, záporné. Stínící mřížka pentody E2 dostává vhodné stejnosměrné mapětí přes odpor R8 a je vysokofrekvenčně uzeměná kondenzátorem C14. Oscilátor pracuje v Colpittsově zapojení a kmitá na všech kanálech kmitočtem o mezifrekvenci obrazu (38 MHz) vyšším, než má přijímaný signál. Oscitační obvod tvoří cívka L8, kondenzátory C12, C15 a elektronkové kapacity. Stejnosměrné napětí je přiváděné přes odpor R10, který není zapojený přímo na anodu triody, ale na opačný, mřížkový konec cívky L8. Je to proto, že na této straně je větší kapacita než na kostře a odpor R10 tlumí oscilátorový obvod méně než při připojení na anodový konec cívky. Kromě toho při odpojené kanálové cívce nedostává anoda napětí, takže nemůže dojít k přetížení elektronky. Colpittsovo zapojení nemá vazební cívku ani odbočku na cívce, ale tuto odbočku nahrazuje kapacitním děličem na jehož prostřední vývod je připojená katoda a na krajní vývody mřížka a anoda. Kapacitní dělič je tvořen kapacitou C gk a C12 na mřížkové straně a kapacitou C ak na anodové straně. Kondenzátor C15 slouží na jemné doladění frekvence oscilátoru. Mřížkový člen C16, R9 slouží jednak naoddělení stejnosměrného anodového napětí a jednak pro vytvoření mřížkového předpětí, kterým se udržuje stabilní amplituda kmitů. Hrubé nastavení kmitočtu se provádí změnou indukčnosti cívky L8 mosazným jádrem, přístupným z přední stěny vf dílu. Vzhledem k poměrně velké rozladitelnosti pomocí kondenzátoru C15, která je ±1 3 MHz, nebývá dolaďování jádrem nutné. Směšováním vznikají vysokofrekvenční anodové proudy různých kombinací kmitočtů signálového a oscilátorového, mezi jinými i rozdílový kmitočet f0 f S, t.j. mezifrekvenční kmitočet, který dále zpracovává obrazový mezifrekvenční zesilovač. Ostatní kmitočty se laděnými obvody pásmového filtru OMF1 potlačují Mezifrekvenční zesilovač Mezifrekvenční signál, u kterého je obrácená relativní poloha obou postraních pásem proti nosné vlně, je přiváděn do třístupňového mezifrekvenčního zesilovače, osazeného pentodami (E3, E4, E5). Vazba mezi stupni provedena celkem čtyřmi rozloženě tlumenými, oboustranně laděnými transformátory pásmovými filtry. Kmitočtové charakteristiky jednotlivých pásmových filtrů jsou navrženy tak, aby celý obrazový zesilovač měl žádaný tvar propouštěcí křivky a byla docílena, pokud možno, linaární fázovaá charakteristika. První mezifrekvenční pásmový filtr OMF1a-b spojuje kanálový volič s mezifrekvenčním zesilovačem. Část filtru OMFla je v kanálovém voliči, zatím co část OMFlb je na hlavním chassis. Vlastní pásmový filtr, podkriticky vázaný, je tvořen cívkami L9, L21 a L22. Cívka L21 je spojená s cívkou L9 oddělovacím kondenzátorem C30 a vytváří induktivní vazbu se sekundárem transformátoru. K ní je připojen sérioparalelní odlaďovač, tvořený kondenzátorem C31, C32 a cívkou L23, naladěný asi na 31,7 MHz, který vytváří plošinku v okolí nosné frekvence zvuku 31,5 MHz. Šířka plošinky je asi 0,5 MHz (pro rozdíl amplitud 3 db) a má dvojí význam: jednak se nemění v určitých mezích úroveň zvuku při dolaďování oscilátoru na nejkvalitnější obraz, jednak nenastává strmostní defekt frekvenčně modulované nosné vlny zvuku (na boku křivky), která by rušila zvukovou modulací obraz. Sérioparalelní odlaďovač je výhodnější než jednoduchý sériový obvod, když chceme poměrně selektivní odladění a nepotřebujeme silné potlačení odlaďovaného kmitočtu, což platí o odlaďovači vlastního zvuku. Hluboká jamka v charakteristice a přílišné ovlivnění ostatní části frekvenční charakteristiky by bylo škodlivé. Paralelní obvod L23-C32 rezonuje na vyšším kmitočtu než 31,5 MHz. Pro kmitočet 31,5 MHz je tento obvod velkou indukčností, protože převládá vodivost cívky nad vodivostí kondenzátoru. Vodivostí kondenzátoru zmenšená vodivost cívky znamená indukčnost, ovšem značně vyšší než samotná L23. Odlaďovač s velkou indukčností a malou kapacitou C31 vytvoří ve frekvenční charakteristice menší jamku a vzájemným poměrem C31 a C32 je možné celý průběh v okolí nosné frekvence zvuku optimálně nastavit. Odpor R11 (v kanálovém voliči) slouží pro napájení anody směšovací pentody E2. Když je k němu přes kondenzátor C30 paralelně připojená jen malá vazbová indukčnost L23, je jeho vliv na tlumení celého frekvenčního pásmového filtru OMF1 malý. Ani odpor R12 nemá velký vliv. Primární obvod je tlumený málo, ale sekundár je tulmený silně odporom R31, kterým se vhodně upravuje šířka pásma. Vazba tohoto pásmového filtru je podkritická. Propouštěcí křivka má jediný vrchol. Samotnou propouštěcí křivku OMF1 ovšem při běžném způsobu ladění nevidíme. První mezifrekvenční stupeň osazený elektronkou EF80 (stejné osazení i pro ostatní), dostává předpětí řízené automaticky, působením obvodu klíčovaného rízení zisku prijímače. (Klíčovaná AGC automatic gain control ). Toto předpětí se odebírá z anody triody E6b a přes odporový dělič R175-R176. Filtrované kondenzátorem C171 se přivádí na cívku L22 a odpor R31, odkud se dostává na mřížku E3 a řídí zisk 8/66

9 elektronky. Kondenzátor C34 uzemňuje vysokofrekvenčně mřížkový obvod. Základní předpětí stupně se vytváří na odporech R34 a R33. Odpor R33 je blokovaný kodenzátorem C35, který mezifrekvenční kmitočty zkratuje. Neblokování odporu R34 vyvolává zápornou vazbu, která kompenzuje kolísání vstupní kapacity. Ta se mění při změně mřížkového předpětí a anodového proudu, čímž by se ovlivňovalo naladění pásmového filtru. I když tato kompenzace není úplná, jsou při tomto zapojení změny vstupní kapacity E3 dostatečně malé. Kladné elektrody jsou napájeny přes členy R36, C36 a R35. Kondenzátor C36 uzemňuje pro mezifrekvenční kmitočty stínící mřížku a připojuje tak odpor R35 paralelně k primáru OMF2. Druhý mezifrekvenční pásmový filtr OMF2 má odporem R37 kompenzované odlaďovače sousedních nosných vln 30 MHz (sousední obraz) a 39,5 MHz (sousední zvuk). Odlaďovač 30 MHz tvoří cívka L25 a kondenzátor C39, druhý odlaďovač je L28- C40. Primární cívka pásmové propustě je L25, sekundární L27, ladící kapacity tvoří mezielektrodové kapacity elektronek, kapacity spojů a mezi závity cívek. Cívky L25 a L27 mezi sebou nejsou induktivně vázány. Mají vazbu galvanickou, tvořenou oběma odlaďovači, která se mění co do charakteru a stupně vazby v závislosti na frekvenci. Největší je přibližně ve středu pásma, kde oba odlaďovače tvoří paralelní laděný obvod v rezonanci s dynamickým odporem řady 500 Ω. Při nižších frekvencích přechází větší proud přes odlaďovač 30 MHz, který se chová jako indukčnost vazebný člen je tedy indukčnost s reaktancí menší než dynamický odpor ve středu pásma. Při vyšších frekvencích je odpor odlaďovače 39,5 MHz kapacitního charakteru a je menší než odpor odlaďovače 30 MHz, který je induktancí. Oba odlaďovače se chovají jako určitá kapacita s reaktancí menší než ohmický dynamický odpor. Tvoří ho odlaďovače ve středu pásma. Protože vazba pro frekvence na jednom okraji pásma je malá, ve středu velká a na druhém okraji opět malá, jsou boky frekvenční charakteristiky této pásmové propusti značně strmé. Oproti tomu fázová charakteristika je v přenášeném pásmu značně lineární, čož je důležité pro kvalitu obrazu. Ztrátový odpor odlaďovačů způsobuje, že při jejich rezonančních frekvencích je ještě určitá vazba mezi primárem a sekundárem, a pokud by jsme tento ztrátový odpor nekompenzovali odporom R37, nebyli by tyto frekvence dostatečně potlačené. Zvlášť obtížné by bylo dostatečně potlačit sousední nosnou zvuku (39,5 MHz), která je velmi blízko vlastní nosné obrazu (38 MHz). Přes odpor R37 přichází stejné napětí na sekundár, jako se tam dostává přes galvanickou vazbu na zbytkovém odporu odlaďovače. Napětí přes R37 přichází však v protifázi, takže se obě napětí vyruší a při správně kompenzovaném odlaďovači nedostáváme teoreticky žádné napětí odlaďované frekvence na sekundár. Lepší vysvětlení nám poskytne výpočet, když nahradíme trojúhelník L 25 -L 27 -R 37 hvězdou. Pro tuto náhradu platí, že náhradní impedance se rovná vektorovému násobku sousedních impedancí trojúhelníku, dělenému vektorovým součtem všech tří impedancí trojúhelníku. Když budeme pro jednoduchost považovat vlastní kapacitu kompenzačního odporu R k = R37 za zanedbatelnou a místo L25 a L27 budeme psát L 1 resp. L 2, vychází nám impedance náhradní hvězdy, která je v sérii s odlaďovačem: 2 jωl1 jωl2 ω L1 L2 Z12 = = jω( L1 + L2 ) + Rk jω( L1 + L2 ) + Rk V praxi je součet reaktancí cívek L 1 a L 2 mnohokrát menší než kompenzační odpor R k, můžeme reaktanci ve jmenovatelli zanedbat a zapsat jednoduše: 2 ω L1 L2 Z = 12 jak vidíme, vyšel nám záporný odpor. Když zvolíme R k tak, aby se Z 12 rovnalo zbytkovému (ztrátovému) odporu odlaďovače R s, budeme mít tento odpor vykompenzovaný. Mezi primárem a sekundárem bude teoreticky nulová vazba. To bude když bude platit, že: 2 ω L1 L2 Rk = RS V praxi je nutné počítat s tím, že paralelně k odporu R37 je jeho vlastní kapacita a kapacita spojů, řádově asi 0,2 pf, což při frekvencích MHz rozhodně není zanedbatelné. Přesnějším výpočtem dostaneme stejný vzorek pro ohmickou složku náhradní impedance Z 12, avšak také kapacitní složku o kapacitním odporu rádu 3 Ω, kterou lehko vykompenzujeme laděním odlaďovače na minimum. Odlaďovač nebude přesně v rezonanci, ale na trochu vyšším kmitočtu, aby jeho impedance mimo ohmickou složku měla i malou indukci, rovnou kapacitanci náhradního zapojení. V blízkostí rezonanční frekvence jednoho z odlaďovačů nemusíme vůbec uvažovat přítomnost druhého odlaďovače, jehož impedance je asi 100 vyšší. R37 se volí jako kompromis pro oba odlaďovače. V praxi se přesněji kompenzuje odlaďovač 39,5 MHz, protože frekvence 30 MHz je už poměrně dobře tlumená charakteristikou všech pásmových filtrů. Je však možné dosáhnout velké vykompenzování obou odlaďovačů, Když vhodně zvolíme jejich ohmické odpory při rezonančních kmitočtech. 9/66 R k

10 Zvýšení útlumu frekvence 39,5 MHz je u TVP řady Azurit asi 10tinásobné proti nekompenzovanému stavu (když bychom neměli odpor R37), a i když u jednotlivých přijímačů kolísá, celkem stačí pro splnění podmínky, že sousední nosná zvuku musí být o 40 db, t.j. 100 zmenšená proti středu přenášeného pásma. Předpětí druhého mezifrekvenčního stupně se vytváří na katodovém odporu R39, přičemž je zpětná vazba odstraněna přemostěním tohoto odporu kondenzátorem C41. Kladné elektrody jsou napájany přes společný odpor R42. Druhá mřížka je blokována kondenzátorem C43, kterým je též pro vf uzeměný obvod L29-L30 na svém spodním konci. Třetí mezifrekvenční pásmový filtr je podkriticky vázán. Induktivní vazbu mezi laděnými obvody L29 a L31 tvoří vazbová cívka L30, která je částí primárů. Tlumenní pásmového filtru, potřebné pro dosažení správného průběhu frekvenční charakteristiky u tohoto obvodu, je pprovedeno jen v sekundárním obvodu odporom R43. Tímto nesouměrným tlumením se dosahuje většího zesílení a ulehčení ladění. Třetí zesilovací stupeň, osazený opět elektronkou EF80 odpovídá předešlému. Čtvrtý pásmový filtr OMF je silně nadkriticky vázám, křivka má dva výrazné vrcholy, které jsou od sebe vzdálené asi MHz. Induktivní vazba mezi primárem a sekundárem je provedena cívkou L33. Ladící kapacitu sekundárního obvodu tvoří C80 spolu s ekvivalentní kapacitou detektoru. Za 4.pásmovým filtrem je propojen obvod obrazového detektoru, který je jediným a proto nesouměrným tlumením filtru (D1, C81, C85, C86, tlumivky L81, L82 a pracovní odpor diody R80). Odpor R80 tlumí sekundár OMF4 tak, jako by byl k cívce L34 připojen poloviční odpor, t.j. 1k Obrazový detektor Detekce amplitudově modulovaného signálu je převáděna sériovým detektorem. Toto zapojení má proti paralelnímu tu výhodu, že méně tlumí předcházející obvod a také filtrace vf složek je lepší. Základní součástky detektoru jsou dioda D1, pracovní odpor R80 a detekční kondenzátor C81. Časová konstanta R80 C81 je poměrně malá, aby byli i nejvyšší přenášené frekvence obsažené v obrazovém signále, bez zkreslení. Jestliže má být účinnost detekce dobrá, musí mýt dioda D1 malý odpor v propustném směru (R<200 Ω) a velký odpor v nepropustném směru (R>l00 kω). Odpor, který měříme ohmetrem, záleží na napětí používané baterie, proto se při pochybách doporučuje změřit vedle použité diody i zaručeně dobrou, na porovnání. (Správné by bylo měřit při napětí 1 V v propustném a 15 V v nepropustném směru). Malá účinnost detekce znamená menší citlivost prijímače. Požadavek dobré detekce s maximálně přípúustným tlumením posledního mezifrakvenčního pásmového filtru udává hranici, pod kterou není možné snížit velikost odporu R80. Aby bylo vyzařování škodlivých vf kmitočtů z detektoru co nejmenší, volí se kapacita C81 dostatečně velká. Tlumivka L82 tvoří sériovou kompenzaci obvodu detektoru pro nejvyšší videokmitočty (4 6 MHz), pro které spolu se vstupní kapacitou videozesilovače E6 tvoří sériový rezonanční obvod. Dioda detektoru, jako nelineární odpor zastává současně funkci směšovače. směšováním kmitočtu nosné vlny obrazu a nosné vlny zvuku vzniká v obvodě detektoru mezinosný kmitočet (interkarier) 6,5 MHz. Mimo žádaného rozdílového kmitočtu však detektor vytváří i řadu dalších kmitočtů, z nichž nejsilnější jsou násobky nosného kmitočtu obrazu. Když je modulovaný mezifrekvenční signál velký, (několik voltů) mají i tyto kmitočty značnou úroveň. Na některých kanálech by došlo k interferencím, jestliže by se kmitočty dostali na vstup vf dílu. Přijímač by tak rušil sám sebe (toto rušení vytváří známé moaré", které se mění při ladění oscilátoru). Vyzařování násobků MF kmitočtu je sníženo na přípustnou úroveň umístěním obvodu OMF4 a detektoru do zvláštního stínícího krytu a použitím filtračního obvodu L81 a C86. Aby tlumivka L81 měla dobrý filtrační účinek, musí mít malou kapacitu a proto je vinutá válcově. Vf uzemnění detektoru zprostředkuje kondenzátor C85, bez kterého by filtrace škodlivých násobků nosných vln obrazu a zvuku nebyla účinná. Jeho velikost je zvolena tak, aby dostatečne zkratoval vysoké frekvence řádu několika MHz, avšak aby nenarušoval funkci automatického klíčovaného rízení zesílení (AGC) Klíčované řízení kontrastu Samočinné řízení konstrastu reguluje zesílení elektronky E1 a E3. Jde o automatické řízení zesílení (zisku), automatic gain control, AGC. Kontrast se mění jen nepřímo. Ruční řízení zesílení je spojeno s automatickým řízením pomocí změny předpětí triodové části elektronky PCL84, E6b. Záporné regulační napětí vzniká usměrňováním kladných impulzů vznikajících při zpětném běhu řádkového rozkladu, které se přivádí přes kondenzátor C174 z pomocného vinutí řádkového výstupního transformátoru TR4. Trioda E6b působí jako dioda, u které se vnitřní odpor mění předpětím mřížky proti katodě. Usměrněné záporné napětí vzniká nabíjením kondenzátoru C174 přes elektronku jen tehdy, když vede (je otevřená) a když je na anodě kladný impuls. Velikost záporného napětí závisí na napětí těchto impulsů a na vnitřním odporu elektronky, tzn. na jejím předpětí. Předpětí se reguluje ručně změnou polohy běžce potenciometru kontrastu R172. Katoda má bez signálu stále kladné napětí proti kostře, vznikající katodovým proudem video-elektronky E6a, na odporu R82. 10/66

11 Deličem R174 a R172 je přes běžce potenciometru přiváděno na mřížku E6b menší kladné napětí, čímž vzniká předpětí mřížky. Při spodní polohe běžce je předpětí tak velké, že na anodě bez signálu nebude vznikat žádné záporné napětí, zesílení E1 a E3 je největší. Největší kontrast bude při signálu. V okamžiku synchronizačních impulsů teče přes video-elektronku E6a nejmenší proud, protože synchronizační impulsy se přivádějí na mřížku E6a v záporné polaritě. V těchto okamžících je okamžité záporné napětí mřížky E6b proti katodě nejmenší protože na katodovém odporu R82 je nejmenší napětí. Proto elektronka E6b, která je ve spodní polohe běžce R172 bez signálu zavřená, se v okamžicích kdy přicházejí řádkové synchronizační impulsy otevírá a nabíjí, když je obraz sesynchronizovaný, kondenzátor C174. Vznikající záporné napětí je tím větší, čím je větší napětí synchronizačních impulsů, a tedy čím je silnější signál přicházející na mřížku video-elektronky. Když v okamžicích přenosu obrazového signálu, mimo dobu kdy prochází synchronizační impuls, nepřichází na anodu triody E6b žádné kladné napětí a ani trioda není otevřena, nemá na řízení citlivosti vliv obsah obrazového signálu, strední jas přenášené scény, ale jen velikost řádkových synchronizačních impulsů. Podobné ani impulsní poruchy, pokud přicházejí jindy než když trvá zpětný běh řádkového vychylování a řádkový synchronizační impuls, neovlivňují regulaci citlivosti. Když přivedením kladného napětí na mřížku E6b přes běžce potenciometru konstrastu snížíme předpětí, je elektronka v okamžicích kdy přichází na její katodu záporný synchronizační impuls z TR4 ješte více vodivá. Záporné přepětí na C174 je ješte větší a zesílení i kontrast menší. Potenciometrem R172 je možné nastavit předpětí (v horní poloze), aby E6b byla otevřená i bez signálu, a tak měnit citlivost přijímače. Při regulaci vzniká na anodě triody E6b napětí v rozmezí asi 0 40 V. Přes dělič napětí R175-R176 se přivádí předpětí 0 6 V na řídící mřížku elektronky E3. Je filtrováno kondenzátorem C171, který odstraňuje jakékoliv ovlivňování zesílení videosignálem. Aby byl poměr signálu k šumu co nejlepší, ponechává se zesílení vf stupně na plné hodnotě až do poměrně silných signálů. To je dosaženo zpožděním AGC. Při větších signálech je potřebné zesílení vf stupně řídit, aby nevzniklo zahlcení směšovače. Tehdy je odstup signál-šum už tak velký, že ani snížení zesílení vf stupně nezhorší kvalitu obrazu. Na anodě diody E13b se může objevit záporné předpětí jen tehdy když překoná kladné napětí přiváděné přes odpor R173. Dioda nepřipustí aby se na mřížku elektronky E1 dostalo kladné napětí. Jakékoliv kladné napětí na její anodě znamená, že je otevřena a proto proti odporu R173-6M2 znamená prakticky zkrat. Kladné napětí by bylo na diodě dokud záporné napětí, přiváděné od anody E6b přes odpor R171-1M, nedosáhne určité hodnoty. Když je poměr obou odporů cca 6:1, znamená to, když kladné napětí ze zdroje A bude 180 V, že záporné napětí na anodě E6b musí být cca 30 V, aby na anodě diody E13b bylo právě nulové napětí. V tomto případě se dioda zavírá a každé další zvýšení záporného napětí na anodě E6b se už téměř plně uplatní jako záporné předpětí pro E1. Např. na anodě E6b vznikne napětí 37 V; mezi zdrojem A a anodou E6b bude celkem 217 V. Součet odporů deliče R171+R173 je cca 7M, 217 : 7 = 31. Protože R171 je 1M, bude na anodě diody E záporné napětí 37V 31V = 6V. Když na vstup televize přichází slabší anebo ne silný signál, nepůsobí ještě AGC na zesílení vstupní elektronky. Když však je přiváděný signál tak silný, aby na anodě E6b vzniklo záporné napětí vyšší než cca 30V, bude se záporným předpětím snižovat zesílení kaskády E1, a to velmi účinně. V případě, že chceme překontrolovat zda správně funguje zpoždění AGC, nastavíme bez signálu potenciometrem kontrastu 1V na průchodce C22 a máme naměřit asi -4,5 6 V na mřížce E3. Důvod zvýšeného šumu při nesprávném,,zpoždění AGC: Když je přerušený odpor R173, bude už při malém signálu řádu 500 µv na vstupu přijímače vznikat na C174 záporné napětí. To celé se přenese na mřížku E1, čímž se sníží její zesílení a zvýší šum. Na mřížku směšovače E2 přijde místo asi 10x většího signálu jen signál malý, proti kterému bude šum směšovače až příliš velký (směšovače šumí vždy mnohonásobně víc než triodový kaskádový zesilovač). Automatické řízení citlivosti snížilo zesílení E1 a E3, ale jen tak, aby byl správný kontrast. Proto má E3 poměrně velké zesílení a zesílí mimo signálu i šum E1 a E2. když zpoždění funguje dobře, neobjeví se v daném případě žádné záporné napětí na mřížce E1. Tato elektronka plně zesílí přijímaný signál, který bude mnohonásobně vyšší na mřížce směšovače než je jeho šum, a proto se šum neuplatní. Pro dosažení správného kontrastu musí totiž automatika vyrobit ješte zápornější napětí pro elektronku E3, spolu s menším zesílením signálu se méně zesílí i šum a obraz je prakticky čistý, bez šumových jevů. Kondenzátor C172 slouží podobně jako C171 k odfiltrování střídavých složek regulačního napětí. Při jeho přerušení u těchto televizí dochází k narušení synchronizace. Kondenzátor C173 mezi mřížkou E6b a kostrou zabraňuje tomu, aby synchronizační impulsy přicházeli ve stejné polaritě na mřížku i na katodu, čímž by se snižovala účinnost klíčované AVC. Současně filtruje kladné impulsy, které se dostanou z anody na mřížku přes vnitřní kapacitu elektronky, čímž se dosáhne toho, že regulace kontrastu v závislosti na úhlu potenciometru R172 je dostatečně lineární. 11/66

12 2.5. Obrazový zesilovač Jednostupňový obrazový zesilovač (video-zesilovač) je tvořen pentodovou částí elektronky PCL84, E6a. V katodě jsou zapojeny dva odpory: R82 a 10 menší R89 ke kterému je paralelně zařazen obvod vyjasňovače (Sériové zapojení potenciometru R81 a kondenzátoru C79. V původním provedení byl R81 v obvodu OMFlb.). Hodnota potenciometru je dostatečně velká, aby při jeho maximálním odporu nebyla činnost kondenzátoru patrná, zatímco zkratováním odporové dráhy potenciometru se řadí paralelně k základnímu předpěťovému odporu R89 jen zmíněný kondenzátor, který při nejvyšších frekvencích ruší zápornou zpětnou vazbu, vznikající na R89. Vyšší obrazové frekvence mají o něco větší zesílnení než ostatní, čož se projevuje zostřením kontur obrazu. Odpor R82 nezpůsobuje zápornou zpětnou vazbu protože zdroj signálu pro elektronku E6a a pracovní odpor detektoru R80 je zapojen mezi její mřížku a ke společnému bodu R89, R82. Přemostění tohoto odporu kondenzátorem C85 je tam jen z důvodu vysokofrekvenčního uzemnění. Odpor R82 slouží pro získání řídícího napětí pro elektronku klíčované regulace kontrastu E6b. Anodový obvod videoelektronky E6a je přes odpor R87 paralelně s kondenzátorem C84 spojen s katodou obrazovky E18, takže od detektoru až po řídící elektrodu obrazovky je prenášena jednosměrná složka TV signálu. Protože mezielektrodové kapacity (anoda-kostra u video-elektronky a katoda-kostra u obrazovky) zapojené paralelně k pracovnímu odporu videozesilovače R85 na vyšších obrazových kmitočtech značně snižují skutečný odpor a tím by snižovali zesílení těchto kmitočtů, je provedena v anodovém obvodě elektronky E6a dvojitá kompenzace pro vysoké kmitočty: tlmivkou L84, která spolu s anodovou kapacitou E6a a s odporem R85 tvoří silně tlumený laděný obvod (paralelní kompenzace); a tlumivkou L83, tlumenou odporem R84 na kterém je navinutá, tvoří s elektronkovými kapacitami opět laděný obvod (sériová kompenzace). Rezonanční frekvence a tlumení této sérioparalelní kombinace jsou zvoleny tak, aby frekvenční charakteristika obrazového zesilovače byla až do 6 MHz co nejrovnější. Do přívodu k obrazovce je zařazen odlaďovač mezinosného kmitočtu 6,5 MHz, ZMF1a (L85-C83). Působí přídavné zeslabení zvukového mezifrekvenčního kmitočtu asi o 15 db (asi pětinásobně) tak, aby na katodě obrazovky bylo zeslabení tohoto kmitočtu dostatečné a aby na obrazovce nebyl patrný zvukový signál 6,5 MHz v podobě jemného zrna. Elektronka videozesilovače pracuje současně jako zesilovač mezinosného kmitočtu 6,5 MHz, vznikajícího v obrazovém detektoru. Z anodového obvodu E6a se tento kmitočet odebírá v místě, kde má největší napětí z bodu mezi tlumivkou L83 a odlaďovačem ZMF1a. Na odporu R87 vzniká proudem obrazovky samočinné předpětí, které omezuje maximální proud obrazovky. Znemožňuje se tak nastavení nadměrného jasu, a tím poškození obrazovky. Kondenzátor C84 přemosťuje odpor R87 aby nebyla narušena kmitočtová charakteristika videozesilovače. Bez tohoto kondenzátoru by na katodě obrazovky za odporem R87 došlo vlivem vstupní kapacity obrazovky k poklesu středních a vyšších kmitočtů, což by se projevilo silně rozmazaným obrazem. Protože odpor R87 znamená zápornou zpětnou vazbu pro stejnosměrnou složku videosignálu, je přenos stejnosměrné složky jen částečný. Dělič napětí pro řízení jasu obrazovky R69 a potenciometr R75 jsou propojeny na anodový pracovní odpor videozesilovače R65. Tímto zapojením se dosahuje částečného automatického vyrovnání jasu při ručním řízení kontrastu. Při vyšším kontrastu je vyšší záporné napětí v mřížkovém obvodu obrazového zesilovače, vznikající detekcí. Proto klesne anodový proud a zvýší se napětí na anodě E6a a také na katodě obrazovky. Kdyby při tom zůstalo stejné napětí na mřížce obrazovky, snížil by se jas a obraz by ztmavnul. Připojením potenciometru jasu přes odpor R69 na anodové napětí E6a se zvýší současně se zvýšením tohoto napětí i napětí mřížky obrazovky a jas se příliš nezmění. Nedokonalostí této jednoduché jasové automatiky je, že napětí na mřížce obrazovky při stále stejně nastaveném kontrastu závisí na obsahu snímaného obrazu. Když se např. změní scéna ze světlé na tmavou, zvýší se záporná stejnosměrná složka videosignálu, přicházející na mřížku E6 a současně stoupne anodové napětí této elektronky. Má se v příslušném poměru i snížit proud a jas obrazovky. Když však v cestě katodovému proudu obrazovky stojí odpor R87, vytvářející zápornou zpětnou vazbu pro stejnosměrnou složku a mřížka obrazovky je připojena na dělič napětí mezi anodou E6a a kostrou, bude skutečné zvýšení předpětí katoda-mřížka obrazovky značně menší než zvýšení anodového napětí E6a. Stejnosměrná složka se do proudu obrazovky, a tedy i do obrazu na stínidle přenese jen částečně. Temná scéna se nezobrazí dostatečně temná, ale jen šedivá. Podle zkušenosti v praxi je tento částečný přenos středního jasu scény dostatečný a dokonce vzhledem k málo častým chybám při přenosu stejnosměrné složky z TV studia i výhodný. Stínící mřížka elektronky E6a je zapojena na elektrolytický kondenzátor anodového zdroja A. Protože tento kondenzátor není jen čistá kapacita, ale má pro vysoké kmitočty nezanedbatelnou indukčnost, je druhá mřížka ješte blokována kondenzátorem C82, čímž se zabezpečí stabilita videozesilovače a zamezí se rozvádění mezifrekvenčního kmitočtu a jeho násobků po spojích. U posledních sérií této typové řady TVP byl kondenzátor C82 vypuštěn a nahrazen malým odporem, který způsobí negativní zpětnou vazbu. 12/66

13 2.6. Zvukový mezifrakvenční zesilovač Zvukový mezifrekvenčníý kmitočet vzniká smíšením nosné vlny zvuku a nosné vlny obrazu v obrazovém detektoru. Mezinosný kmitočet 6,5 MHz se zesiluje spolu s videosignálem ve videozesilovači a odebírá se z anodového obvodu E6a. Rezonanční obvod ZMF1b je připojen k anodovému obvodu videozesilovače přes malý kondenzátor C52. Zapojení je stejné jako při kapacitní anténní vazbě v rozhlasovém přijímači. Napětí přicházející na mřížku E7-EF80 je o něco větší než napětí 6,5 MHz v anodovém obvodu E6a, a to o tzv. nakmitání v laděném obvodu L51 vstupní kapacita E7 spolu s vlastní kapacitou cívky. V tomto případě je nakmitání asi 2 3. Pro dosažení potřebné šířky je nutné, aby obvody zvukové mezifrekvence měli poměrně malé Q. když chceme oproti tomu dosáhnout dobrého zesílení, musí být ladící indukčnosti co největší, tzn. kapacity malé. Proto není v obvodě ZMF1a žádná přídavná ladící kapacita. Elektronka E7 pracuje jako zvukový mezifrekvenční zesilovač a současně jako první omezovač. Úkolem tohoto stupně je dosáhnout co největší zesílení, ale současně zamezit vzniku většího mezifrekvenčního napětí na mřížce omezovače E8 než cca 10 V. Tím se zabrání vzniku násobků kmitočtu 6,5 MHz, kterými ruší TV přijímač sám sebe. Anodové napětí pro elektronku E7 je asi +15 V a jeho zdrojem je úbytek napětí na katodovém odporu R67 koncové elektronky E10b. Napětí stínící mřížky je sníženo děličem R53-R72 také asi na +15 V. Předpětí řídící mřížky E7 vzniká mřížkovým proudem, nabíjením kondenzátoru C51 při kladných půlvlnách signálu a vybíjením kondenzátoru přes mřížkový svod R52. V anodovém obvodu elektronky E7 je jednoduchý rezonanční obvod ZMF2, L52-C56 (spolu s vlastní kapacitou cívky, anodovou kapacitou elektronky E7 a vstupní kapacitou C gf elektronky E8). Výsledná šířka pásma obvodů ZMF1b a ZMF2 je cca 200 khz při poklesu o 3 db. Elektronka E8 EF80 pracuje jako účinný omezovač parazitní amplitudové modulace (poruchy a bručení vznikající modulováním mezinosné frekvence obrazovým signálem v obrazovém detektoru). Má zkrácenou převodovou charakteristiku sníženým napětím na stínící mřížce. Ta je napájena z děliče R56-R73 napětím asi V. Předpětí elektronky E8 vzniká usměrňováním přijímaného signálu průtokem mřížkového proudu, kterým se nabíjí kondenzátor C58. Tento způsob automatického předpětí, sledujícího amplitudové změny signálu, a tak vyrovnávajícího všechna vrcholová napětí signálu na přibližně nulovou úroveň, je nutný pro činnost omezovače, spolu se sníženým napětím druhé mřížky, které má za následek zkrácení převodové charakteristiky, a tím odříznutí velké části signálního napětí z jeho záporné strany. Přitom se zřejmě odstraní každá amplitudová modulace, pokud není tak hluboká, že ješte zasahuje do zbytkového odříznutého mezifrekvenčního signálu. Anodové napětí cca 200 V umožňuje dosáhnout potřebnou velikost napětí signálu pro poměrový detektor. I když mají pentody malé průnikové kapacity C g1-a, nejsou zanedbatelné v případech laděných obvodů se značným zesílením, a i když nemusí způsobit přímo rozkmitání, způsobují deformační kmitočtové charakteristiky. Proto se kapacita anoda-1.mřížka neutralizuje můstkovým zapojením podle Obr.4. Cg 1 g 2 kapacita řídící mřížka stínící mřížka Cg 1 a kapacita anoda řídící mřížka Cak kapacita anoda katoda Cg 1 k kapacita řídící mřížka katoda Cg 2 k kapacita stínící mřížka katoda Cg 2 a kapacita stínící mřížka anoda C54 neutralizační kapacita Kondenzátory C55 a C60 jsou prakticky zkratem a jsou nutné jen proto, že druhé mřížky a anody mají různé napájecí napětí. Velikost kondenzátorů C54 a C59 je volena tak, aby se z anodového laděného obvodu nedostalo žádné napětí na mřížkový laděný obvod, tzn. aby Cg : : 1a Cg C C 1 g = 2 a k 54/ 59. Odpory R72 a R73, které jsou zapojeny paralelně ke kondenzátorům C54 a C59, mají pro 6,5 MHz mnohonásobně vyšší odpor, proto se neuplatňují. Neutralizace, vytvořená čistě kapacitním můstkem, je frekvenčně nezávislá. 13/66

14 2.7. Poměrový detektor Na rozdíl od původního zapojení s elektronkou PABC80 a PL82 pro detekci a nf zesílení mají pozdější série TVP Azurit a ostatní mutace z důvodu větší účinnosti koncovou elektronku PCL82 a pro poměrový detektor samostatnou dvojitou diodu EAA91. Poměrový detektor, určený k demodulaci signálu zvukového vedení, se skládá z pásmového filtru jehož primární okruh s indukčností L54 je zařazen v anodovém obvodu elektronky E8 a sekundární okruh L55, L55', C62 je připojen na elektronku E9. Ladící kapacitu primárů tvoří vlastní kapacita cívky spolu s kapacitou C a-k elektronky E8. Zjednodušené schéma poměrového detektoru je na Obr.5. Podobně jako u fázového diskriminátoru, působí na každou z diod vysokofrekvenční napětí, vzniklé vektorovým součtem dvou napětí; jedno z nich (U p1 ) je ve fázi s napětím na primární cívce L56. Toto napětí se vytváří ve vazební cívce L54. Cívka L56 má několikrát menší počet závitů než cívka L54, čímž je hodnota U p1 snížena na vhodnou velikost, blízkou napětím indukovaným do obou polovin sekundárního vinutí L55 a L55'. Současně se tím téměř odstraňuje tlumení, způsobené činností diod v sekundárním obvodu. Při bližším prozkoumání schématu zjistíme, že pro primár, který mimo slabé induktivní vazby na sekundár, jako u každého pásmového filtru, musí mít i těsnou vazbu na střed sekundární cívky. Tyto diody jsou zapojeny paralelně. Nehledě na napětí, které působí na diody ze sekundárního obvodu (U s1 a U s2 ), kondenzátor C63 se nabíjí usmerňovací činností diody E9b (d1 na obr.5 ) na špičkovou hodnotu napětí U p1. Toto záporné napětí se přičítá záporným půlvlnám U p1. Na diodu E9a působí v okamžiku vrcholu záporné půlvlny napětí rovné 2 1, 41 U p1 (U p1 je efektivní hodnota napětí). Tímto napětím se nabíjí kondenzátor C67. Obě diody dodávají z cívky L56 takový proud, aby se vyrovnalo vybíjení kondenzátoru C67 přes odpor R60. Na tomto odporu je napětí 2,82 U p1 a výkon spotřebovaný odporom R60 je: N = ( 2,82 U ) R 60 2 p1 8 = U R 60 2 p1 U = R 2 p Tento výkon dodává primár prostřednictvím cívky L56, která je odporem R60 tlumená tak, jako by k ní byl paralelně připojen odpor 1 R Z toho vidíme, že přímé připojení diod na primár přes kondenzátor z anody E8 na střed vinutí sekundáru by znamenalo příliš silné tlumení primárního obvodu. Proto má cívka L56 několikrát menší počet závitů, než primární cívka L54. Vhodně zvoleným poměrem závitů se dosáhne největšího zesílení při dobré činnosti, co do zkreslení i potlačení amplitudové modulace. Mimo napětí U p1 působí na diody i napětí ze sekundáru. Induktívní vazbou mezi cívkami L54 a L55-55' se indukuje do sekundárního obvodu elektromotorická síla, která je bez ohledu na frekvenci vždy přesně v protifázi s napětím na primární cívce. Tato elektromotorická síla protlačuje sekundárním obvodem proud, který v rezonanci, kdy se vzájemně vyruší reaktance sekundární cívky a kapacity, je s ní ve fázi. Tento proud vytváří na indukčnosti L55-55' napětí, předcházející ho o 90. Polovina tohoto napětí U s1 působí na diodu d1, druhá polovina U s1 působí na diodu d2. Protože každá dioda je na jednom konci cívky, jsou napětí U s1 a U s2 proti středu cívky, (do které je přiváděno napětí U p1 ) navzájem v protifázi. Když je v rezonanci prou sekundárního obvodu přesně v protifázi s primárním napětím a napětím U s1 au s2 (mají s proudem fázi ±90 ), bude vektor napětí U p1 a napětím U s1 a U s2 svírat úhel 90. Obr.6a Výsledné vektory U 1 a U 2 budou mít stejnou velikost. Mimo rezonance se sekundární obvod chová jako indukčnost v sérii s ohmickým odporem nebo jako kapacita v sérii s ohmickým odporom, podle vztahu: Z = jx L jx C + R, kde X L je reaktance cívky a X C je reaktance kapacity sekundárního obvodu. Když je X L vyšší než X C (pro frekvence nad rezonanční frekvencí) bude mít jejich rozdíl kladné znaménko a reaktance bude mít v obvodu charakter indukčnosti. Pod rezonanční frekvencí bude mít reaktance naopak charakter kapacity. Z výše uvedeného vyplývá, že proud sekundárního obvodu nebude už ve fázi s elektromotorickou silou, ale bude o určitý úhel opožděn nebo jí bude předbíhat, 14/66 U = U s + U 1 1 p1 U 2 = U s2 + U p2 U p, U p1 primární napětí U s, U s1 sekundární napětí U 1, U 2 výstupní napětí

15 podle okamžité vyšší nebo nižší frekvence než frekvence rezonanční. Stejně jako proudu se budou natáčet i vektory napětí U s1 a U s2 takže výslednice U 1 a U 2 nebudou už stejně velké. Obr.6b, Obr.6c. Dioda d1 nabíjí kondenzátor C63 na špičkovou hodnotu U 1 ; toto napětí je proti kostře záporné. Přes vinutí L56 a L55 se prenáší toto záporné napětí i na katodu diody d2 a přes ní na kondenzátor C67. Současně působí na diodu d2 ješte napětí U 2. Kondenzátor C67 se tím nabije na součet špičkových hodnot napětí U 1 +U 2 ; toto stejnosměrné napětí je v okamžiku vysílání rezonanční frekvence sekundárního obvodu (v našem případě 6,5 MHz) rovné dvojnásobku napětí na kondenzátoru C63. Pak platí: U 1 = U 2, U s = U1 + U 2 = 2U 1. Tuto skutečnost využíváme při ladění poměrového detektoru: sekundár nastavujeme tak, aby na kondenzátoru C63 bylo poloviční napětí než na kondenzátoru C67. Poznámka: Stejnosměrná napětí vzniklá usměrňovací činností diod, označujeme takto: U 1 napětí na kondenzátoru C63, U 2 napětí, které by vznikalo činností diody d2, E9a, kdyby pracovala samostatně, U C napětí na kondenzátoru C67. Při frekvenční modulaci nosné vlny přicházejí na poměrový detektor frekvence o určitý rozdíl odlišné od rezonanční frekvence. Podle okamžité odchylky od rezonanční frekvence se mění i velikost výsledného vektoru U 1 a tím i velikost napětí U 1 na kondenzátoru C63. Změny tohoto napětí odpovídají modulaci nosné vlny a přenášejí se jako nízká frekvence přes kondenzátor C64 do nízkofrekvenčního zesilovače zvuku. Poměrně malé odchylky od rezonanční frekvence téměř nezpůsobují změny velkosti napětí U 1 a U 2, ale při přísném posuzovaní je zřejmé, že kromě natáčaní fáze musí docházet při rozladění i ke snižování hodnot napětí U p1, U s1 a U s2. Poměrový detektor je schopen vyrovnávat i amplitudové změny a proto můžeme tvrdit, že bez změny napětí nosné vlny nedochází ke změnám těchto napětí, ani napětí U 1, U 2, U C (napětí U C se stále rovná součtu napětí U 1 +U 2, bez ohledu na okamžité rozladění). Časová konstanta C67 R60 je tak velká, že ani při změnách napětí nosné vlny, pokud jsou v rozsahu akustických frekvencí, nemůže prakticky dojít ke změnám napětí U C. Toto je důležitý znak poměrového detektoru, který napovídá, jakým způsobem poměrový detektor potlačuje parazitní amplitudovou modulaci. Činností diod je zatěžován primární obvod tak, jako by paralelně k vazební cívce L56 byl připojen odpor velkosti 1 R 8 60, tj. cca 3 kω. L56 má 6,5x nižší počet závitů než L54. Primár je tedy tlumený tak, jako by byl k němu připojen paralelně odpor 6,5 2 3kΩ, tj. cca 120 kω. Toto tlumení není zanedbaletné vzhledem k poměrně vysokému dynamickému odporu samotného primárního obvodu, avšak je menší než tlumení sekundárního obvodu. Pro sekundární obvod jsou obě diody v sérii. Odpor R60 tlumí sekundární obvod stejně jako u běžných detekčních obvodů, jako by byl k sekundáru připojen odpor R60 R d = = 11 kω 2 Tlumení laděných obvodů, jak jsme vypočetli výše platí tehdy, když se nemění amplituda nosné vlny zvuku. Tomuto tlumení odpovídá určité efektivní Q pásmového filtru. Když pro parazitní amplitudovou modulaci stoupne amplituda nosné vlny, zvýší se o něco i napětí U 1 a U 2 a diody začnou odebírat proud větší než je potřebný pro nabíjení kondenzátoru C67 vzhledem k jeho pomalému vybíjení přes odpor R60. to je proto, že součet špičkových hodnot U 1 +U 2 bude vyšší než před zvýšením amplitudy nosné vlny, kdyby tato součtová hodnota převyšovala napětí U C jen málo. Na diodách bude větší rozdíl napětí, diody budou pro delší část periody otevřeny a jejich vnitřní odpor se sníží; budou dodávat větší proud do kondenzátoru C67, který znamená zvýšené tlumení pásmového filtru. Vzhladem ke značné velkosti kondenzátoru C67 se to prakticky neprejeví zvýšením napětí U C, pokud zvýšení amplitudy nosné vlny nebude trvalé. Zvýšené tlumení pásmového filtru způsobí snížení jeho efektivního Q a tím i snížení přenosu (zesílení) vf napětí mezi mřížkou E8 a sekundárem poměrového detektoru. Proto zvýšení napětí U 1 a U 2 bude v poměru ke zvýšení napětí na mřížce E8 jen velmi malé a prakticky nedojde ke zvýšení napětí U 1 na kondenzátoru C63. Podobně při snížení napětí nosné vlny bude součet špičkových hodnot U 1 +U 2 nižší než před změnou napětí. Diody budu otevřené po kratší dobu periody a bude na nich menší rozdíl napětí. Jejich vnitřní odpor se zvýší a proud dodávaný kondenzátoru C67 se sníží. Tím se sníží tlumení pásmového filtru a zvýší jeho efektivní Q, tzn. i přenos vf napětí mezi mřížkou E8 a sekundárem PD. Snížení napětí nosné vlny se prakticky naprojeví na změně napětí na kondenzátoru C63. V krajním případě velmi značné amplitudové modulace, při okamžité minimální amplitudě 15/66

16 nosné vlny, bude součet U 1 +U 2 už tak malý, že diody budou uzavřeny a přestanou tlumit pásmový filtr. Když by rozdíl mezi efektivním Q při odpojených diodách a při střední amplitudě nosné vlny takovu změnu amplitudy už nemohl vyrovnat, zůstane určitá amplitudová modulace i na kondenzátoru C63. Proto předcházející zesilovač ZMF musí s elektronkou E8 pracovat jako omedzovač i když omezování nemusí být tak účinné jako při použití fázového diskriminátoru v demodulačním stupni. Při trvalých změnách amplitudy nosné vlny se zřejmě mění i napětí U C na kondenzátoru C67. Proto při ladění obvodů ZMF (včetně primárů PD) nastavujeme tyto obvody na maximum tohoto napětí. Dobrá funkce poměrového detektoru záleží na jeho správném naladění. Při něm má být napětí na C63 přesně rovné polovině napětí na C67. Ladění detektoru se však trochu mění když je přivedené vf napětí značně odlišné. Je proto potřebné ho převádět při přibližně stejném napětí jako když se přijímá signál. To platí pro vyjímečné případy, kde shodou nepříznivých okolností a nedostatečného napětí zvukové nosné vlny v anténě, je zvuk tak slabý, že nedochází k řádnému omezení v předcházejících stupních. Poměrový detektor, podobně jako každý jiný detektor frekvenčně modulovaných kmitů, je také citlivý na fázovou modulaci (frekvenční modulace je vlastně zvláštní případ fázové modulace). Když vinou nesprávného potlačení zvuku v obrazové mezifrekvenci dochází k fázovému ovlivňování nosné zvuku obrazovou modulací, není možné odstranit téměř stoprocentní amplitudovou modulaci, ke které může docházet chybou ve vysílací cestě; když totiž minimální napětí nosné vlny obrazu při přenosu bílé silně klesne pod hodnotu stanovenu normou. Malý odpor R58, zapojený mezi C63 a L56, slouží k částečné filtraci zbytků vf napětí jejichž harmonické frekvence mohli rušit obraz, a také upravuje fázi napětí U p1 a Us, která vzhledem k neodstranitelným zbytkům kapacitních vazeb není úplně ideální jako na Obr.6a (str.14), a tím zlepšuje činnost poměrového detektoru Nízkofrekvenční zesilovač Na vstup zesilovače, spojeného s obvodem poměrového detektoru, je místo obvyklého obvodu pro zeslabení vysokých kmitočtů (deemphasis) zařazena tónová clona. Potenciometr R50 umožňuje současné ovládání výšek i hloubek. Pro tónovou clonu jsou vhodně zvolené hodnoty C64, R59, (ovládají hloubky) a R61, C66 (ovládají výšky). Kmitočtové charakteristiky jsou ovšem ovládané obvody celého nízkofrekvenčního zesilovače a jejich průběhy závisí na poloze bežce regulátoru hlasitosti R51. nf zesilovač je dvoustupňový, odporově vázaný a používá združenou elektronku E10 PCL82. Trioda E10a získává předpětí náběhovým proudem řídící mřížky na velkém odporu R63, asi -1,2 V. Ze sekundáru výstupního transformátoru TR1 je zavedená silná zpětná vazba na vstup zesilovače. Zpětnovazebné napětí je přiváděno k dolnímu konci regulátoru hlasitosti R51, a proto stupeň zpětné vazby závisí na poloze běžce tohoto potenciometru. Jestliže je zpětná vazba kmitočtově závislá, dosáhne se tím fyziologické regulace hlasitosti, tj. čím je nastavena menší hlasitost, tím je větší zdůraznění hloubkových tónů. Kondenzátor C70 v obvodu zpětné vazby způsobuje jejich zdůraznění. Je překlenut odporem R71, který zabraňuje vzrůstu fázového posunu zpětnovazebního napětí při nejnižších kmitočtech a tím rozkmitání nf zesilovače pomalými kmity. V nf zesilovači je další zpětná vazba z anody koncové elektronky E10b malým kondenzátorem C71 na anodu triody E10, která snižuje zesílení nejvyšších kmitočtů. Přes výstupní transformátor zvuku TR1 je připojen jediný reproduktor se širokým prenášeným pásmem (70 Hz 13 khz). Předpětí koncové elektronky vzniká úbytkem na katodovém odporu R67, blokovaném kondenzátorem C72. Malého kladného napětí na katodovém odporu se současně využívá jako anodového zdroje pro anodu E7. U televizí z náběhové série je použita jako nf předzesilovač elektronka E9c PABC80 a koncová elektronka je E10 PL Oddělovač synchronizačních impulsů Úplný televizní signál se přivádí na první mřížku heptody E11b ECH81 z anodového obvodu videozesilovače E6a přes odpor R101. Tento odpor zamezujc kapacitnímu zatížení videozesilovače vstupní kapacitou heptody. Elektronka E11b plní dvě základní funkce: odděluje synchronizašní směs od ostatního TV signálu a vytváří stejnosměrné regulační napětí pro řízení kmitočtu řádkového budícího oscilátoru. Heptoda E11b ECH 81 pracuje současně jako porovnávací obvod pro nepřímou synchronizaci, a to na koincidenčním principu. Podle způsobu činnosti se nazývá toto zapojení klíčované porovnávání fáze. Předpětí 1.mřížky E11b vzniká průtokem mřížkového proudu, který nabíjí kondenzátor C101. Televizní signál má kladné synchronizační impulsy, takže mřížkový proud teče jen v okamžicích špiček synchronizačních impulsů. Televizní signál na 1.mřížce má proto takovou polohu, že špičkám synchronizačních impulsů 16/66

17 odpovídá vždy přibližně nulové napětí a celý TV signál probíhá jen do záporných hodnot předpětí, a to bez ohledu na velikost (kontrast) přiváděného signálu. Obr.7 Nastává vlastní obnovení stejnosměrné složky signálu. Aby při náhlém zvýšení jeho amplitudy, např. při poruše, nedocházelo k uzavření elektronky separátoru, a tak k nepřítomnosti nněkolika synchronizačních impulsů v připojených obvodech, což by mohlo nastat, protože časová konstanta C101 R102 je velká a vybíjení C101 je pomalé, je do přívodu k 1.mřížce zařazen protiporuchový člen C102, R103. Při poruše sice okamžitě vznikne na kondenzátoru C102 velké předpětí odpovídající amplitudě poruchy, protože je však časová konstanta C102 R103 malá, vybije se náboj v době značně kratší než je doba řádku, takže k zmizení následujících synchronizačních impulsů nedojde. Aby separátor správně odřezával synchronizační impulsy i při nejmenším použitelném kontrastu obrazu je podobně jako u omezovače ve zvukovém mf zesilovači zkrácena převodová charakteristika elektronky snížením napětí na stínící mřížce. Napájecí napětí pro stínící mřížku E11b se získává z děliče R141, R144, takže na g 2 je napětí asi 12 V. Synchronizační impulsy se odebírají ze stínící mřížky. K oddělení těchto impulsů od řádkových se používá dvou integračních členů. První tvoří vnitřní odpor tohoto úseku heptody (R ig2 ) spolu s odporem R104 a kondenzátorem C103, druhý integrační člen je za vazebným kondenzátorem C142 a tvoří ho odpor R142 s kondenzátorem C144. Pro řádkové synchronizační impulsy kondenzátor C103 představuje prakticky zkrat, takže pro tyto je g 2 heptody řádně blokovaná, naopak pro snímkové synchronizační impulsy se uplatňuje R104 jako pracovní odpor. Integrované snímkové synchronizační impulsy se zesilují a ořezávají v triodě E11a ECH 81; pracovní odpor je R145. Zesílené snímkové synchronizační impulsy kladné polarity se přivádějí přes C145 do mřížkového obvodu snímkového blokovacího oscilátoru k jeho synchronizaci Snímkový rozklad Budící generátor snímkového kmitočtu je tvořen triodovou částí (E17a) elektronky PCL82 a blokovacím transformátorem TR2. Jeho činnost je zhruba tato: Predpokládejme, že napětí na kondenzátoru C146 je v čase t 1 záporné a tak velké, že trioda E17a nevede žádný proud (je zavřena). Kondenzátor C146 se však přes odpory R146, R161 vybíjí, takže v čase t 2 začíná téct anodový proud. Narůstání anodového proudu indukuje ve vinutí transformátoru TR2, zařazeném v anodovém obvodě triody, záporné napětí, které zmenšuje napětí na její anodě. Transformátor je zapojen tak, aby se pokles napětí na anodě transformoval na mřížku obrácenou polaritou, na mřížku tedy působí kladné napětí. Tím vzroste anodový proud, důsledkem čehož vzroste opět mřížkové napětí. Proces probíhá lavinovitě. Kladné napětí na mřížce vyvolá mřížkový proud, kterým se nabíjí kondenzátor C146 (t 3, Obr.8 ). Náboj tohoto kondenzátoru je na mřížkovém konci záporný a jeho napětí je na odporu katoda-mřížka jen o řád menší než indukované kladné napětí. Až poklesne anodové napětí na hodnotu při které přestane narůstat anodový proud, kladné napětí se přestane indukovat v mřížkovém vinutí transformátoru TR2 a na mřížku působí plné záporné napětí kondenzátoru C146. Anodový proud poklesne prudce na nulu, což v mřížkovém vinutí vyvolá krátký impuls ješte zápornějšího napětí. Aby se tím nerozkmital blokovací transformátor na své vlastní frekvenci tlumenými kmity (narušovalo by to překládání), je přemostěn kondenzátorem C147 a tlumen odporem R147. Následuje uzavření elektronky značným záporným napětím na její mřížce, což je opět stav, ze kterého jsme vyšli. Doba vybíjení kondenzátoru C146, a tak i doba celého cyklu blokovacího oscilátoru se řídí velikostí svodových odporů R146 a R161, potenciometrem R161 nastavujeme správnou frekvenci trochu nižší než frekvenci synchronizačních impulsů. Ty jsou kladné, proto už před vybitím C146 pod závěrné napětí spouštějí i blokovací oscilátor a tak řídí jeho frekvenci i fázi spuštění oscilátoru znamená začátek vertikálního zpětného běhu. Vlastní napětí pilovitého průběhu, kterým se budí koncový stupeň rozkladového generátoru, vzniká na kondenzátoru C149, který se nabíjí přes odpor R149 v poměrně dlouhé době zablokování elektronky E17a. V době po kterou přes elektronku teče anodový proud se přes ní a přes anodové vinutí TR2 tento kondenzátor vybíjí. Pravidelným opakováním těchto dvou dějů vznikají pilové kmity, které kondenzátor C150 přivádí přes ochranný odpor R152 na mřížku koncové elektronky E17b. Odpor R150 je mřížkový svod koncové pentody PCL82 E17b. Ta pracuje ve třídě A s transformátorovým výstupem. Mřížkové předpětí se tvoří na katodovém odporu R158, překlenutým elektrolytickým kondenzátorem G153, aby se vyloučila nežádoucí záporná zpětná vazba. S katodou pentody je spojena i katoda triody E17. Zbytkové napětí na C153 zlepšuje synchronizaci 17/66

18 blokovacího oscilátoru. 2.mřížka koncové elektronky je napájena přes odpor R159, blokovaný kondenzátorem C156; anoda je napájena přes primární vinutí výstupního transformátoru TR3, překlenuté sériovým členem R157-C155, který omezuje nápěťové impulsy, vznikající při zpětném běhu. Tyto impulsy způsobují jednak bzučení výstupního transformátoru, jednak by svým mapětím mohli ohrožovat izolaci použitých součástek. Anodový proud, dodávaný koncovou elektronkou do primárního vinutí TR3 se skládá z pilové složky, dodávající proud do vychylovacích cívek po přetransformování na sekundár a z parabolické složky, představující magnetizační proud transformátoru, který nemůže mít z konstrukčních důvodů tak velkou indukčnost, aby byl zanedbatelný jako spotřebič proudu. Budíaí napětí musí mít přibližně stejný tvar jako anodový proud. To není možné dosáhnout nabíjením kondenzátoru C149 a proto mezi anodou E17b a její mřížku je zařazen složitý obvod záporné zpětné vazby, kterým budící napětí vhodně tvarujeme. Obvod se skládá z odporů R156, R153, R164 a R162 a kondenzátorů C154 a C152. Změnou velikosti R164, R162 se mění tvar budícího napětí a tím i linearita. Ve střední části obrazu působí R164, v horní části R162. Vychylovací cívky L , impedančně přizpůsobené na anodový obvod koncového stupně E17b výstupním transformátorem TR3, jsou překlenuté kondenzátorem C157, který potlačuje napětí řádkové frekvence, indukované z řádkových vychylovacích cívek. Přes odpor R160 se odebírají záporné impulsy, vznikající při zpětném běhu snímkového rozkladu, které v čase zpětného běhu zháší světelnou stopu obrazovky. Dokud se přes kondenzátor C128 dostanou na řídící mřížku obrazovky E18, odřízne se diodou E13a EAA91 jejich kladná, pilovitá část, která by způsobovala stojatý brum v jasu obrazovky. Aby v jakékoliv poloze potenciometru jasu R75 toto zhášení dobře pracovalo, je mezi jeho běžec a mřížku E18 zařazen odpor R88 1M Stabilizace svislého rozměru obrazu Následkem kolísání síťového napětí se mění napětí pro budící a koncový stupeň. Tímto dochází ke změnám rozměru obrazu. Toto kolísání rozměru snižujeme stabilizací. Stabilizační obvod ovládá samočinně velikost napájecího napětí pro triodu E17a a tím se řídí velikost amplitudy budícího napětí pro koncovou elektronku. Napájecí napětí pro elektronku blokovacího oscilátoru se odebírá z deliče R155-R154, připojeného na zvýšené napětí (booster), které je stabilizováno obvodem pro stabilizaci řádkového koncového stupně. Obr.9. Napěťově závislý odpor R193 usměrňuje kladné impulsy, vznikající při zpětném běhu a priváděné na něj přes kondenzátor C151. NZO působí jako usměrňovač proto, že při zvětšování napětí klesá jeho odpor. Protože kladné špičky napětí na anode E17b několikrát převyšují svojí amplitudou záporný pilovitý průběh, je pro tyto kladné špičky odpor NZO značně nižší než pro zápornou polovinu průběhu. Usměrněním impulsů vzniká na C151 záporné napětí, které je tím vyšší, čím větší jsou impulsy. Toto napětí je přes R151 přiváděno do uzlu R163- R149, a odečítá se od kladného napětí, priváděného přes R155. Při zvýšení síťového napětí se zvýší amplituda impulsů, čímž se zmenší napětí pro anodu E17a. Zmenšené napájecí napětí blokovacího oscilátoru má za následek snížení budícího napětí na mřížce koncové elektronky a tím i zmenšení amplitudy svislého rozkladu; svislý rozměr obrazu se zvětší jen nepatrně: při změně síťového napětí o 10% sa změní napětí jen o 2%. Napájecí napětí pro anodu triody E17a se filtruje kondenzátorem C /66

19 2.12. Řádkový rozklad Systém automatické fázové synchronizace (Obr.10 ) Oddělování řádkových synchronizačních impulsů a fázové porovnávání s referenčním napětím, U ref referenční napětí přiváděným z pomocného vinutí řádkového výstupního transformátoru, se provádí v celé heptodové části elektronky E11b. Anodový proud heptody je možné řídit předpětím dvou řídících mřížek, 1. a 3. mřížky. Proud může téci jen tehdy, když je současně na 1. i 2. mřížce záporné napětí menší než závěrné předpětí příslušné mřížky, a když je na anodě kladné napětí. Na 3. mřížku heptody E11b se přivádí z kapacitního děliče C104, C107 sinusové napětí z řádkového budícího oscilátoru. Předpětí 3. mřížky vzniká opět mřížkovým proudem. Amplituda tohoto přiváděného sinusového napětí je několikrát větší než závěrné napětí 3. mřížky (které je malé vzhledem k velmi malému napětí na 2. a 4. mřížce i na anodě), proto heptodou může téci proud jen v krátkém časovém úseku okolo špišky kladné půlvlny sinusového napětí. Když je přijímač zasynchronizován, dovolí napětí na 3. mřížce průchod anodového proudu jen v okolí doby příchodu synchronizačních impulsů na 1. mřížku. Ve zbývajícím čase řádku je elektronka nezávisle na prijímaném signále uzavřena, proto nemohou poruchové impulsy, přicházející v této době, způsobit impulsy anodového proudu a tak narušovat synchronizaci. Toto klíčování porovnávacího obvodu potlačuje vliv poruch. Porovnávání faze přijímaných synchronizačních impulsů a vyráběného kmitočtu se provádí v anodovém obvodu heptody. Na její anodu se přivádějí impulsy, vznikající při řádkovém zpětném běhu, z pomocného vinutí transformátoru TR4 v záporné polaritě, které se tvarují a vhodně fázově posouvají (aby se zpětný běh časově kryl se zatemňovacím impulzem) členem R107, C106, R106, C105. Kondenzátor C106 slouží hlavně k oddělení stejnosměrného napětí na anodě E11b od pomocného vinutí, které je spojené s kostrou. Tak dosahujeme vhodný průběh tohoto referenčního napětí na anodě E11b, nutný pro správnou funkci porovnávacího obvodu a správnou polohu obrazu na rastru. Průběh referenčního napětí je v horní části Obr.11 a č.16 v tabulce průběhů napětí. Nízké kladné napětí přivádíme na anodu heptody z katodového odporu R120 elektronky E12a, E12b. Jeho velikost nastavujeme deličem napětí R116-R112, připojeným na běžec potenciometru R119. Sériovým zapojením odporů R122, R119 a R123 mezi katodu E12 a, E12b s kladným napětím cca 15 V a mřížku řádkové koncové elektronky E14 PL36 se záporným napětím asi 40 V získáváme na potenciometru R119 vhodné regulační napětí. Na anodu heptody přiváděné stejnosměrné napětí se připočte k impulsnímu referenčnímu vzorkovému napětí. Součtové napětí anody umožňuje průtok anodového proudu v čase trvání strmé části porovnávací hrany referenčního napětí. Tento proud může téci jen při současném splnění tří podmínek: na 1. mřížce musí být synchronizační impuls; na 3. mřížce vrchol kladné půlvlny klíčovacího sinusového napětí; na anode U g1 (U g3 ) napětí na 1. (3.) mřížce U a anodové napětí I a anodový proud kladné napětí. Trvání impulsu anodového proudu je určeno šířkou synchronizačního impulsu, amplituda impulsu anodového proudu závisí jedině na okamžité hodnotě napětí na anode heptody v době trvání synchronizačního impulsu. Podle vzájemné polohy (fáze) synchronizačního impulsu a vzorkového napětí může amplituda anodového proudu dosahovat různé hodnoty, Obr.11. Tím se mění střední hodnota anodového proudu. Zapojení pracuje jako koincidenční obvod. Vzájemná poloha vzorkového napětí a klíčovacího napětí na 3. mřížce se nemění protože obě napětí pocházejí ze stejného zdroje. Anodový proud způsobuje úbytek 19/66

20 napětí na odporech R106, R108 a R116. Napětí na odporu R116 je filtrováno členem R108, R118, C110 a C116. Podobný člen je zapojen za každým porovnávacím obvodem při nepřímé synchronizaci a způsobuje, že se regulační napětí ovlivňující frekvenci budícího oscilátora mění jen při trvalejších změnách frekvence, fáze synchronizačních impulsů a vlastních kmitů oscilátoru, kdežto při náhodných okamžitých změnách, jako v případě poruchových impulsů nedojde k ovlivnění rozkladového generátoru. Kondenzátor C116 je připojen prakticky na kostru, protože C111 je asi 15x větší. Na odporu R116 je už vyfiltrované stejnosměrné regulační napětí, měnící se podle vzájemné polohy synchronizačních impulsů a referenčního napětí, ovládající přes mřížkové odpory R111 a R109 strmost reaktanční elektronky E12a. Filtrační člen R108, R113, C110 a C116 působí jako nízkofrekvenční propust. Na odporu R116 se vytváří regulační napětí jen tehdy, když je televizor v zasynchronizovaném stavu, nebo když je frekvence synchronizačních impulsů jen málo odlišná od vlastní frekvence budícího oscilátoru. Tehdy se ještě může vytvořit při koincidenci (současném příchodu) synchronizačních a vzorkových impulsů dostatečný počet za sebou jdoucích impulsů anodového proudu, které o po vyfiltrování vytvoří na odporu R116 dostatečné regulační napětí, aby bylo schopné změnit frekvenci oscilátoru tak, aby se rovnala frekvenci synchronizačních impulsů. Rozdíl mezi nejvyšší a nejnižší vlastní frekvencí oscilátoru, při kterých se ješte obvod samočinně zasynchronizuje, se nazývá aktivní chytací rozsah synchronizace a je asi 600 Hz. Když je rozdíl frekvencí příliš velký, trvá potkávání obou druhů impulsů tak krátce, že malý počet přitom vytvořených impulsů anodového proudu není schopen vytvořit dostatečně velké napětí na R116 a k zasynchronizování nemůže dojít. Naopak v zasynchronizovaném stavu, kdy se obě frekvence navzájem rovnají, může dojít ke změně jedné z porovnávaných frekvencí pootočením regulátoru frekvence R119 nebo z jiných důvodů v přijímači nebo i ve vysílači. Pokud ješte charakteristika porovnávacího obvodu dovoluje vytvořit tak velké stejnosměrné napětí, aby se tento rozdíl vyrovnal, zůstane televizor zasynchronizovaný. Dalším odchylováním porovnávacích frekvencí regulační napětí nestačí vyrovnat změnou kapacity reaktanční elektronky kmitočet sinusoscilátoru a dojde k narušení synchronizace. Sinusoscilátor začne kmitat vlastním kmitočtem. Rozdíl mezi nejvyšší a nejnižší frekvencí budícího oscilátoru, při kterých se zasynchronizovaný obraz právě rozpadne, je pasivní držící synchronizační rozsah. V rozsynchronizovaném stavu se obraz rozpadne do několika pruhů, které můžeme lehko spočítat. Každý pruh znamená změnu vlastní frekvence oscilátoru o 50 Hz, při pěti pruzích je rozdíl frekvence synchronizačních pulsů a budícího oscilátoru 250 Hz. (když je frekvence vlastního oscilátoru vyšší, klesají pruhy zleva do prava). Protože v televizorech řady Azurit je použit jako budící oscilátor řádkového rozkladu sinusoscilátor, který kmitá jako běžný oscilátor na frekvenci svého laděného L-C obvodu, není možné ovlivňovat jeho frekvenci přímo regulačním napětím, ale přes reaktanční elektronku, zapojenou jako indukčnost nebo kapacita. Funkci reaktanční elektronky plní trioda E12a PCF82. Na její anodě je kladné napětí, přiváděné přes odpor R114 a vinutí cívky sinusoscilátoru L101', a také sinusové napětí vyráběné sinusoscilátorem. Reaktanční elektronka pracuje v daném zapojení jako kapacita se záporným odporem. Pro kapacitní odpor je nutné aby proud předbíhal napětí. Fázový posun anodového proudu a napětí elektronky E12a se dosahuje dvojitým fázovacímderivačním článkem, který tvoří RC členy C109-R110 a C108-R111. Napětí anody se vektorově rozloží na napětí kondenzátoru C109 (které se zpožďuje) a napětí odporu R110 (které předbíhá napětí U a ). Pro dosažení většího fázového posunu než 90 (kapacita se záporným odporem), je žádoucí další derivační článek C108- R111, který je připojen paralelně k odporu R110. Napětí odporu R110 se rozloží na napětí kondenzátoru C108 a odporu R111. Tak, jako u předcházejícího článku i tady vzniká posun fáze mezi napětím odporu R110 a napětím R111, které je přiváděno na mřížku triody. Výsledný fázový posun U a a U g je větší než 90 a když je anodový proud ve fázi s napětím mřížky, musí být fázový posun mezi anodovým napětí a proudem také větší než 90 ; elektronka se chová jako kapacita se záporným odporem. Kdybychom neměli napětí na mřížce posunuté o celých 90, působila by elektronka jako kapacita se skutečným (kladným) odporem, obvod sinusoscilátoru by tím byl tlumen a v něm vyráběné kmity by byli příliš malé pro řízení vybuzení PL36. Záporný odpor naopak znamená určité odtlumení laděného obvodu sinusoscilátoru (zvýšení jeho Q) a tím i zvýšení amplitudy vytvářených kmitů. Velikost střídavého anodového proudu závisí na strmosti elektronky, která se mění s mřížkovým předpětím. Při daném striedavém napětí na anodě a při dané frekvenci znamená změna anodového proudu změnu kapacity, tvořené elektronkou. Tato kapacita je připojená paralelně ke kondenzátoru C113, který spolu s C112 a cívkou L ' tvoří laděný obvod sinusoscilátoru. Změnou mřížkového předpětí triody E12a budeme měnit naladění sinusoscilátoru tím, že zvýšením stejnosměrného napětí (a snížením záporného předpětí) zvýšíme strmost i proud triody E12a, tím se zvýší i obvodová kapacita sinusoscilátoru a jeho frekvence se sníží. 20/66