Open source: Projekt Rezonance

Transkript

1 1 Open source: Projekt Rezonance (c) Ing. Ladislav Kopecký, březen 2014 Tento projekt navazuje a je rozšířením a aktualizací vynálezu s názvem Zapojení pro rezonanční řízení jednofázového motoru (viz níže). Proč Open source? Obr. 1. omnívám se, že je to nejschůdnější cesta k rozšíření myšlenek obsažených v tomto dokumentu. Věřím, že většinu zde uvedených principů by bylo možné patentovat, avšak zkušenosti ukazují, že

2 2 patentové úřady pracují ve prospěch velkých společností a jednotlivec bez nutných prostředků zkrátka nemá šanci. Tento dokument je možné volně šířit v nezměněné podobě. Komerční šíření je zakázáno. Myšlenky a principy uvedené v tomto dokumentu nesmí být patentovány, ale je možné a žádoucí je bezplatně aplikovat do komerčních zařízení a dále je rozvíjet. Pokud se někdo k tomu rozhodne, měl by mi to oznámit na l.kopecky@centrum.cz. Většina zapojení byla ověřena pouze simulací, což sice dokazuje jejich funkčnost, avšak u fyzických realizací nemusí fungovat úplně stejně a je pravděpodobné, že v některých případech bude nutné provést další výzkum a vývoj. Tento dokument je poskytován, tak jak je. Nenesu žádnou zodpovědnost za škody způsobené aplikací zde uvedených principů a zapojení. Rozšíření vynálezu se týká: 1. aktualizace zapojení oscilátoru se sériovým rezonančním LC obvodem z patentu č , 2. zapojení oscilátoru se sériovým rezonančním LC obvodem s jedním spínacím prvkem, 3. zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem, 4. rozšíření všech tří typů oscilátorů pro vícefázové rezonanční řízení, 5. regulace proudu oscilátorů, 6. zapojení elektronického přepínače, 7. metody rezonančního řízení stejnosměrného motoru s elektronickou komutací, 8. regulace proudu s vypínáním v nule napětí, 9. regulace proudu s vypínáním v nule proudu, 10. frekvenčně nezávislého pousouvače fází, 11. frekvenčního měniče v souvislosti s rezonančním řízením a. použití jednotlivých typů oscilátorů 1. Aktualizace oscilátoru z původního vynálezu X2 Uin.tran 5m startup.include.5_1 Uc 5m 1µ O+ SENSE O- I+ I- Obr. 2. Oscilátor s elektronickým přepínačem v půlmůstkovém zapojení

3 3 28 V(uc) V(uin) I() 3.0A 2.5A A A 1.0A 8 0.5A 4 0.0A -0.5A A A A A A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 3. Výstup simulace zapojení na obr. 2 Na obr. 2 vidíme zapojení oscilátoru, jež je obdobou zapojení v původním patentu (obr. 1). Funkce je shodná a došlo k následujícím úpravám: byl vypuštěn zesilovač (11). Rezistor (10) byl nahrazen obecným snímacím prvkem, který převádí proud na napětí. Nemusí to tedy být jen rezistor, ale také například měřicí transformátor proudu nebo převodník proud napětí např. s Hallovou sondou nebo založený na nějakém jiném fyzikálním principu. ále ve schématu oscilátoru na obr. 2 přibyl kondenzátor, jehož úkolem je překlenout krátký časový úsek, kdy oba spínače přepínače X2 nevedou. (Poznámka: Tomuto časovému úseku se říká dead time a má za úkol zabránit tomu, aby oba spínače byly sepnuty současně, čímž by došlo ke zkratu.) Na obr. 3 máme zobrazen grafický výstup simulace, kde je zobrazen průběh proudu cívkou, napětí na kondenzátoru a průběh napětí na výstupu komparátoru resp. na vstupu elektronického přepínače X2. alší variantou oscilátoru je zapojení, kde elektronické spínače tvoří úplný H-můstek (obr. 4). Uin X2 5m Uc 1µ I+ I- O+ SENSE O- C3 X3.include.5_1.tran 5m startup Obr. 4. Oscilátor s elektronickými přepínači v celomůstkovém zapojení

4 4 56 V(uc) V(uin) I() 6A 48 5A 40 4A 32 3A 2A 16 1A 8 0A -1A -8-2A -16-3A - -4A -32-5A -40-6A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 5. Výstup simulace zapojení na obr. 4 V zapojení na obr. 4 nám přibyl druhý elektronický přepínač X3, který spíná v protifázi vůči přepínači X2. Snímač proudu není spojen přímo se zemí, proto nemůže být použit prostý rezistor, ale musí být použit převodník s galvanickým oddělením, např. měřicí transformátor proudu. 2. Oscilátor s jedním elektronickým spínačem Uin.include.5_1.tran 5m startup L2 m 1µ 5m X2 1µ O+ SENSE O- I+ I- Uc Obr. 6. Oscilátor s jedním spínacím prvkem Pokud chceme ušetřit horní spínač elektronického půlmůstkového přepínače, můžeme jej nahradit indukčností. V tomto případě je funkce oscilátoru velmi podobná jako při použití dvou spínačů. Po

5 5 zapnutí napájení je spínač vypnut a kondenzátor se nabíjí přes cívky a L2. Průběh proudu je sinusový. Jakmile je dokončena kladná půlvlna sinusoidy, směr proudu v LC obvodu se obrátí na neinvertujícím vstupu komparátoru se objeví záporné napětí, jež vyvolá jeho přepnutí do logické nuly a sepnutí spínače. Během této fáze pracovního cyklu oscilátoru teče přes spínač do země nejen vybíjecí proud kondenzátoru přes cívku, ale také proud ze zdroje přes cívku L2. Po dokončení záporné půlvlny sinusoidy je spínač opět vypnut a energie, jež se nahromadila v cívce L2 během doby, kdy byl spínač X2 sepnut, se skokově vybije do kondenzátoru. Na dalším obrázku máme zobrazeny průběhy napětí a proudů v tomto oscilátoru. 15 V(uc) V(uin) I() 2.4A 2.0A 9 1.6A 6 1.2A 0.8A 3 0.4A 0.0A A A A A A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 7. Výstup simulace zapojení podle obr. 6 Hodnotou indukčnosti cívky L2 můžeme do jisté míry regulovat amplitudu proudu. Platí však zásada, že hodnoty indukčností a L2 by se neměly příliš lišit. Hodnotu kapacity kondenzátoru volíme raději větší s ohledem na maximální závěrné napětí spínače X2. Pokud bychom zvolili kapacitu kondenzátoru příliš malou, po rozpojení spínače X2 by napětí na něm skokově dosáhlo nebezpečně vysoké hodnoty, která by mohla zničit spínač X2 a/nebo kondenzátor. Pokud použijeme dva dolní spínače, přičemž první z nich () spíná při Uin 0 a druhý (X2) spíná při Uin > 0, a další kondenzátor a cívky, můžeme mít celomůstkové řízení pouze se dvěma dolními spínači (obr. 8). V tomto případě je pracovní indukčnost L5 zapojena do diagonály můstku mezi rezonanční kondenzátor (, C3) a rezonanční cívku (, L4). Toto zapojení oscilátoru můžeme použít například pro řízení jednofázového indukčního motoru.

6 6 Uin.include.5_1 1µ Uc L2 m 5m L5 5m 1µ L3 m L4 5m C3 1µ C4 1µ X2.tran 5m startup.22 Obr. 8. Zapojení jednofázového oscilátoru se dvěma dolními spínači 15 V(uc) V(uin) I(L5) 2.4A 2.0A 1.6A 9 1.2A 6 0.8A 3 0.4A 0.0A -0.4A A A -1.6A A A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 9. Výstup simulace zapojení podle obr Zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem

7 7 RV SW-Hi L2 50µ 48 Uc 100µ.tran 5m startup.include.5_1 S1 50µ O+ SENSE O- I+ I-.model SW-Hi SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4) R4.lib opamp.sub 100k R5 U2 4n7 100 Obr. 10. Oscilátor s paralelním LC obvodem a horním spínačem Na obr. 10 máme zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem a horním spínačem. Na dalším obrázku je zobrazen průběh proudu rezonanční cívkou, napětí na rezonančním kondenzátoru a průběh řídicího signálu RV pro ovládání spínače S1. Všimněte si, že řídicí signál RV je ve fázi s napětím na rezonančním kondenzátoru, zatímco u sériové rezonance je řídicí signál ve fázi s proudem. Tento oscilátor funguje následovně: Pomocí převodníku proudnapětí, jenž může být tvořen buď rezistorem, nebo měřicím transformátorem proudu, nebo převodníkem s Hallovou sondou, je proud procházející rezonančním obvodem převeden na napěťový harmonický signál, který je pomocí derivačního obvodu posunut o 90º. erivační obvod je tvořen operačním zesilovačem U2, rezistory R4, R5 a kondenzátorem. Fázově posunutý signál z výstupu derivátoru je přiveden na invertující vstup komparátoru, který vytváří řídicí signál RV pro spínač S1. 10 V(drv) V(uc) I() 180A 8 150A 6 0A 4 90A 2 60A 30A -2 0A -4-30A -6-60A -8-90A -10-0A A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 11. Výstup simulace zapojení podle obr. 10

8 8 Výhodou zapojení oscilátoru na obr. 10 je to, že jako převodník proud-napětí () můžeme použít obyčejný rezistor. Nevýhodou je nutnost použít horní spínač (S1), který je konstrukčně náročnější než dolní spínač. Tyto vlastnosti předurčují použití tohoto oscilátoru v aplikacích s nižšími výkony. Pokud chceme oscilátor s paralelním rezonančním obvodem použít pro vyšší výkony, použijeme oscilátor s dolním spínačem, jehož schéma zapojení najdete na obr.. L2 RV.lib opamp.sub 5µ.include.5_1 100µ SW-Lo 5µ O+ SENSE O- I+ I-.model SW-Lo SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4) S1 100 Rser=.1 R4 47k U2 R5.tran 2m startup 1n 100 Obr.. Oscilátor s paralelním LC obvodem a dolním spínačem 21 V(drv) V(N001,N005) I() 600A A A 300A 9 200A 6 100A 3 0A -100A A A A A A 0.0ms 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms 1.2ms 1.4ms 1.6ms 1.8ms 2.0ms Obr. 13. Výstup simulace zapojení podle obr. U zapojení oscilátoru s dolním spínačem s výhodou použijeme měřicí transformátor proudu jako převodník proud-napětí.

9 4. Rozšíření oscilátorů pro vícefázové rezonanční řízení Motory větších výkonů bývají zpravidla trojfázové, ale ve speciálních případech se mohou vyskytnout i motory dvoufázové. Tato skutečnost byla motivací k vytvoření vícefázových oscilátorů voufázové řízení U dvoufázového oscilátoru je fázový posun mezi oběma fázemi 90º. První fázi tvoří oscilátor buď podle obr. 2, nebo obr. 6, nebo obr. 10, nebo. ruhá fáze je řízena signálem, který je posunut o 90º. Požadovaného fázového posunu může být dosaženo buď tak, že řídicí signál je odvozen od napětí Uc na kondenzátoru (obr. 2 a 6), nebo je signál odvozen od řídicího signálu pro první fázi a fázového posunu je dosaženo speciálním obvodem (zpravidla derivátorem). X2 5m 1µ I+ I- O+ SENSE O- C3 X3 1meg R4 4k7 U2 X5 C5 L2 5m C4 1µ C6 X6.tran 5m startup.include.5_1 Obr. 14. voufázový oscilátor s elektronickými přepínači v celomůstkovém zapojení

10 10 6A I() I(L2) 5A 4A 3A 2A 1A 0A -1A -2A -3A -4A -5A -6A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 15. Průběhy proudů cívkami a L2 u dvoufázového oscilátoru Na obr. 14 můžete vidět příklad zapojení dvoufázového oscilátoru s úplnými H-můstky a s fázovým posunem odvozeným od napětí Uc na kondenzátoru. Na obr. 16 máme příklad zapojení dvoufázového oscilátoru s přepínači v půlmůstkovém zapojení s derivačním obvodem pro vytvoření fázového posunu 90º. Všimněte si, že v druhém případě (obr. 16 a 17) jsou amplitudy proudů zhruba poloviční oproti zapojení na obr K C5 33k U2 Uin.lib opamp.sub X2.tran 5m startup.include.5_1 U3 R4 Uc 5m 1µ O+ SENSE O- I+ I- X3 C4 L2 5m C3 1µ Obr. 16. voufázový oscilátor s elektronickými přepínači v půlmůstkovém zapojení

11 11 3.0A I() I(L2) 2.5A 2.0A 1.5A 1.0A 0.5A 0.0A -0.5A -1.0A -1.5A -2.0A -2.5A -3.0A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 17. Průběhy proudů cívkami a L2 u dvoufázového oscilátoru dle obr Trojfázové řízení Z aplikačního hlediska má největší význam trojfázový oscilátor, jehož realizace je bohužel složitější, protože vytvořit fázový posun 0º je obtížnější než vytvořit fázový posun 90º. Pokud potřebujeme rezonančně řídit motor s omezenou regulací otáček, lze poměrně jednoduše příslušné fázové posuny vytvořit pomocí RC členů a operačního zesilovače (viz obr. 20). Pokud potřebujeme měnit otáčky pomocí změn kapacit rezonančních kondenzátorů, musíme zároveň přepínat buď hodnoty rezistorů, nebo kondenzátorů u RC členů. Tyto hodnoty musí odpovídat rezonančním frekvencím oscilátoru. Pokud stupňů regulace otáček není mnoho, je toto řešení poměrně jednoduché a levné. V případě, že potřebujeme regulovat otáčky jemně v mnoha krocích s různými kombinacemi rezonančních kapacit, je vhodnější fázové posuny vytvořit pomocí mikrokontroléru, přičemž si vystačíme s levným mikrokontrolérem, neboť se jedná o velmi jednoduchý algoritmus, který spočívá ve změření poloviny periody oscilací, jednoduchém výpočtu zpoždění pro posuny fází a v ovládání dvou výstupů pro řízení elektronických přepínačů fází 2 a 3.

12 .include.5_1 C4 X4 O+ SENSE O- X5 2.F 2.F 3.F 3.F 82µ I+ I- X2 C5 2.F 3.F C3 82µ L3 82µ L2 X3.tran startup C6 V5 Obr. 18. Trojfázový oscilátor s cívkami zapojenými do hvězdy 1.8A I() I(L2) I(L3) 1.5A 1.2A 0.9A 0.6A 0.3A 0.0A -0.3A -0.6A -0.9A -1.2A -1.5A -1.8A 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 19. Průběhy proudů cívkami, L2 a L3 u trojfázového oscilátoru dle obr. 18

13 13 U2 2.F.include.5_1.lib opamp.sub 49k9 49k9 100n 100n R4 U3 3.F Obr. 20. Jednoduchý obvod pro fázové posuny po 0 stupních Trojfázový motor můžeme rezonančně řídit také pomocí oscilátorů s jedním spínačem (obr. 21 a 22). Všimněte si, že cívky, l2 a L3 jsou zapojeny do hvězdy jako u běžného trojfázového motoru..include.5_1 X5 2.F 3.F 2.F 3.F L4 X2 L5 C4 C5 2.F 3.F 100µ X4 82µ 100µ 82µ O+ SENSE.tran startup O- I+ I- L2 X3 L6 C6 100µ C3 82µ L3 V5 Obr. 21. Zapojení trojfázového oscilátoru se třemi dolními spínači

14 14 1.8A I() I(L2) I(L3) 1.5A 1.2A 0.9A 0.6A 0.3A 0.0A -0.3A -0.6A -0.9A -1.2A -1.5A 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 22. Výstup simulace zapojení podle obr. 21 Pokud máme motor zapojený do trojúhelníku, můžeme použít např. zapojení podle obr. 23..include.5_1 L4 C4 10µ X2 L5 C5 2.F 10µ L2 3.F X3 L6 C6 10µ L3 V5 X5 2.F 3.F 2.F 3.F 82µ X4 O+ SENSE O- I+ I- L7.tran startup 82µ L8 L9 C3 82µ Obr. 23. Rezonanční řízení trojfázového motoru zapojeného do trojúhelníku Na obr. máme zobrazen grafický výstup simulace obvodu z obr. 23. Všimněte si, že oproti zapojení do hvězdy (cca 55Hz) je frekvence více než dvojnásobná (115Hz). Proto jsme museli upravit hodnoty odporů obvodu na obr. 20 pro posouvání fází. Hodnoty odporů, jsme změnili na kω, aby RC členy při změněné frekvenci posouvaly fázi o 60.

15 15 1.2A I(L7) I(L8) I(L9) 1.0A 0.8A 0.6A 0.4A 0.2A 0.0A -0.2A -0.4A -0.6A -0.8A -1.0A 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr.. Výstup simulace zapojení podle obr Regulace proudu v oscilátoru U motorů, indukčních vařičů, pecí a dalších silových zařízení obvykle potřebujeme řídit výkon. Nyní probereme možnosti, jak řídit výkon resp. proud v oscilátorech, které jsou předmětem tohoto vynálezu. Začneme oscilátorem v půlmůstkovém zapojení podle obr. 2. Nejjednodušší způsob řízení proudu v rezonančním obvodu spočívá v použití komparátoru s hysterezí, jenž dostává informaci o velikosti proudu tekoucího sérovým rezonančním LC obvodem, jak ukazují obr. 25 a 26: V4 /S S 1 1N m 1N5819 1µ.tran 5m uic R5 U k R4 5k1.include.5_1 Obr. 25. Omezovač proudu oscilátoru v půlmůstkovém zapojení

16 16 28V V(/sd) V(out) I() 2.0A V 1.6A 2 1.2A 16V 0.8A V 0.4A 8V 0.0A 4V -0.4A -0.8A -4V -1.2A -8V -1.6A -V -2.0A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 26. Výstup simulace zapojení podle obr. 21 Výše uvedené zapojení je výhodné zejména pro svou jednoduchost. Nevýhodou je, že potřebuje dostatečně velký signál od proudu LC obvodem, jinak hrozí nebezpečí, že oscilátor přestane kmitat. Tuto nevýhodu odstraňuje další zapojení, které najdete na obr N A1 /S X2 S 2 3 1N5819 5m 1N5819 1µ.include.5_1 A4 PRE CLK CLR.tran 5m startup U Obr. 27. Omezovač proudu oscilátoru v půlmůstkovém zapojení verze 2 V tomto zapojení je rovněž použit komparátor U2 pro vyhodnocení nadproudu, který je však zde bez hystereze. Výstup komparátoru nuluje klopný obvod A4, jehož výstup je přiveden na vstup S (Shut own) přepínače X2. Po dokončení kladné půlvlny pracovního cyklu oscilátoru je klopný obvod nastaven do původní polohy (výstup = log. 1).

17 17 26V V(/sd) V(out) I() 2.8A V 2.4A 22V 2.0A 2 1.6A 18V 1.2A 16V 0.8A 14V 0.4A V 0.0A 1-0.4A 8V -0.8A 6V -1.2A 4V -1.6A 2V -2.0A -2.4A -2V -2.8A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 28. Výstup simulace zapojení podle obr. 27 Pro regulaci proudu u celomůstkového zapojení oscilátoru a u vícefázových oscilátorů použijeme odlišnou metodu. Pro omezení proudu použijeme komparátor, jehož výstup připojíme na blokovací vstupy /S přepínačů X2 a X3. Nejdříve budeme tuto metodu aplikovat na celomůstkový jednofázový oscilátor. Regulátor proudu (obr. 29) byl doplněn o filtrační RC člen (, R9, C8, 5) u měření proudu, abychom omezili rychlost vypínání přepínačů. X2 S 2 1 MBRS340 5m MBRS340 Uc 1µ I+ I- O+ SENSE O- 4 3 MBRS340 C3 X3 S MBRS340 R9 /S.tran 5m startup.include.5_1 100k N5819 R5.33 C8 470 V4 R8.3 R7 R6 3K3 U3 1meg Obr. 29. Celomůstkový jednofázový oscilátor s regulací proudu

18 18 V V(/sd) I() 2.4A 11V 2.0A 1 1.6A 9V 1.2A 8V 0.8A 7V 0.4A 6V 0.0A 5V -0.4A 4V -0.8A 3V -1.2A 2V -1.6A 1V -2.0A -2.4A 0.0ms 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0ms 4.5ms 5.0ms Obr. 30. Výstup simulace zapojení podle obr. 29.include.5_1 /S S X5 2.F 3.F 2.F 3.F C4 X2 1 3 MBRS360 MBRS F C5 4 3.F X4 O+ SENSE O- I+ I- MBRS360 82µ MBRS360 S C3 L3 82µ 82µ L2 X3 S C6 6 5 MBRS360 MBRS V4 60 R4 3K3 U2 R6.3 R5.tran startup k C7 100n 1meg Obr. 31. Trojfázový oscilátor s regulací proudu

19 19 V V(/sd) I() I(L2) I(L3) 3.6A 11V 3.0A 1 2.4A 9V 1.8A 8V 1.2A 7V 0.6A 6V 0.0A 5V -0.6A 4V -1.2A 3V -1.8A 2V -2.4A 1V -3.0A -3.6A 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 32. Výstup simulace zapojení podle obr Zapojení elektronického přepínače 1 1N p R6 47k N3904 U2 PC817 R5 1k 2 2N N3906 BZX84CL M n BSCN20NS3 3 1N5819 C3 100p R4 47k N3904 PC817 R8 1k 5 2N N3906 M1 2 BZX84CL BSCN20NS3 Obr. 33. Elektronický přepínač základní zapojení Na obr. 33 máme základní zapojení elektronického přepínače. Toto zapojení bylo vyvinuto speciálně pro rezonanční řízení motorů, kde není nutná vysoká rychlost spínání, s důrazem na co nejnižší cenu. Nyní si popíšeme funkci přepínače. Je-li na vstupu napětí představující logickou jedničku, jsou sepnuty oba vstupní tranzistory 3 a 6. To má za následek, že diodou optočlenu U2

20 20 neteče proud, což způsobí, že sepne tranzistor 2 a výkonový transistor M2 typu N-MOS. Kondenzátor spolu s diodou 1 zajistí dostatečně vysoké napětí pro bezpečné sepnutí tranzistoru M2. Zenerova dioda 5 chrání gate tranzistoru před přepětím. Naproti tomu u dolního spínače je transistor 6 zapojen do série s optočlenem, takže po sepnutí 6 vede dioda optočlenu, jehož tranzistor způsobí sepnutí tranzistoru 4 a vypnutí výkonového tanzistoru M1. U elektronických přepínačů musí být zajištěno, aby nevedly oba tranzistory současně, proto se zavádí zpoždění sepnutí spínačů. V tomto případě je to zajištěno charakteristikou optočlenů: optočleny vypínají pomaleji a spínají rychleji. Ukážeme si to na testovacím obvodu (obr. 34), který jsme vytvořili na základě zapojení na obr N5819 R5 1k 2 2N3904 M2 100n 100p 470 U2 1 2N R6 47k 3 2N3904 PC817 BZX84CL BSCN20NS3 10 R N5819 C3 470 R8 1k 5 2N3904 M1 PULSE(0 0 20u 40u) 100p R4 47k 6 2N3904 PC817.tran 100u 4 2N BZX84CL BSCN20NS3 Obr. 34. Testovací obvod elektronického přepínače V V(in) I() I(R7) 2.4A 11V 2.2A 1 2.0A 9V 1.8A 8V 1.6A 7V 1.4A 1.2A 6V 1.0A 5V 0.8A 4V 0.6A 3V 0.4A 2V 0.2A 1V 0.0A -0.2A 0µs 10µs 20µs 30µs 40µs 50µs 60µs 70µs 80µs 90µs 100µs Obr. 35. Výstup simulace obvodu podle obr. 34

21 21 7. Rezonanční řízení BLC motoru Stejnosměrný motor s elektronickou komutací, známý pod zkratkou BLC, lze rezonančně řídit také, ale nemůžeme k tomu použít žádný z výše popsaných oscilátorů, neboť spínání proudu do jednotlivých fází statorového vinutí motoru pomocí elektronických spínačů je odvozeno od polohy hřídele. Ke zjištění polohy hřídele se často používají dvoustavové snímače polohy. Proto pro rezonanční řízení motorů tohoto typu použijeme metodu, jejíž princip je zřejmý z obr. 36 a 37..tran 150m startup.model SW-Hi SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4) VCOin V4 VCO VCOout PULSE( m 60.2m 200m 1) 2µ2 SW-Hi S1 SW1 V6 1µ SW-Hi S2 SW2 X2 V5 PULSE( 0 90m 200m 1) PWL(0 0 30m m m 2.766) Obr. 36. Rezonanční řízení BLC motoru Obr. 37. Výstup simulace BLC motoru

22 22 BLC motory bývají zpravidla trojfázové, avšak my si princip rezonančního řízení BLC motoru ukážeme na příkladu jednofázového motoru. Na obr. 36 máme vinutí motoru zapojeno do diagonály můstkového přepínače tvořeného elektronickými přepínači a X2. o série s vinutím jsou zapojeny dva rezonanční kondenzátory,, k nimž jsou paralelně připojeny spínače S1 a S2. Po zapnutí napájení jsou oba spínače sepnuty. Po dosažení rezonančních otáček se rozepne spínač S1 a zařadí do obvodu cívky kondenzátor. Jak ukazuje obr. 37, amplituda proudu vinutím motoru rychle vzroste, což způsobí zvýšení otáček a vypadnutí z rezonance. Amplituda proudu se zvyšujícími se otáčkami klesá. Po dosažení rezonančních otáček pro zařazení kondenzátoru se spínač S1 opět sepne a zároveň se rozepne spínač S2, čímž je do obvodu zařazen kondenzátor. Amplituda proudu opět roste, dokud LC obvod nevypadne z rezonance. Můžeme mít tolik regulačních stupňů otáček, kolik máme dvojic spínač kondenzátor. Poznámka: Zdroj napětí V4 a obvod VCO (oscilátor řízený napětím) nejsou regulérní součástí zapojení, ale slouží pouze jako simulator snímače polohy rotoru BLC motoru, abychom byli schopni nasimulovat chování rezonančně řízeného BLC motoru při rozběhu. Pokud chceme regulovat otáčky velmi jemně, zapojíme kondenzátory paralelně a spínače zapojíme do série s nimi. Pokud budeme mít například čtyři dvojice spínač kondenzátor, dostaneme 15 stupňů regulace otáček. Obecně pro n paralelních kondenzátorů dostaneme 2 n 1 stupňů regulace. Kapacity kondenzátorů volíme tak, že kapacita následujícího kondenzátoru je vždy poloviční oproti předchozímu. Spínače jsou spínány na základě binárního kódu, jak ukazuje tabulka 1. Stupeň otáček S1 S2 S3 S Tabulka 1. Příklad zapojení kondenzátorů a spínačů při paralelním řazení kondenzátorů pro 4 rezonanční kondenzátory ukazuje obr. 38. Při rozběhu motoru je sepnut spínač S4, takže jsou kondenzátory vyřazeny. Po rozpojení spínače S4 jsou spínače S3-1 až S3-4 sepnuty a celková rezonanční kapacita je C + C/2 + C/4 + C/8 = 15/8C. Nejvyšší rezonanční otáčky (na stupni 15) jsou při hodnotě rezonanční kapacity C/8. Indukčnost vinutí současných BLC motorů bývá velmi malá, takže by pro dané otáčky vycházely příliš vysoké hodnoty rezonančních kapacit. Z tohoto důvodu je vhodné do série s vinutími motoru zařadit indukčnosti o přiměřené velikosti. alší výhodou tohoto opatření je omezení rozběhových

23 23 proudů, takže se v některých případech můžeme obejít i bez regulátoru proudu a vystačíme pouze s elektronickou proudovou pojistkou. Jak bylo výše uvedeno, spínaní kapacit pomocí spínačů je odvozeno od otáček motoru. Tyto spínače můžeme ovládat buď ručně nebo elektronicky. V jednodušších případech pomocí známých postupů analogové techniky (monostabilní klopný obvod + filtr + komparátor), ve složitějších případech s mnoha regulačními stupni otáček s výhodou použijeme jednočipový mikrokontrolér. Údaj o otáčkách motoru zjistíme buď vyhodnocováním jednoho ze snímačů polohy rotoru BLC motoru, nebo pomocí speciálního tachogenerátoru. Obr. 38. Zapojení spínačů při paralelním řazení kondenzátorů 8. Regulace proudu s vypínáním v nule napětí Z hlediska omezení ztrát ve spínači oscilátoru s paralelním LC obvodem je výhodné provádět regulaci proudu tak, že se nachá proběhnout celá půlvlna napětí a spínač vypne v okamžiku, kdy je napětí na kondenzátoru rovno nule. Po poklesu amplitudy proudu pod stanovenou mez je spínač sepnut opět v okamžiku, kdy je napětí na kondenzátoru rovno nule a proud má maximální zápornou hodnotu a zůstane sepnut po dobu poloviny periody napětí na rezonančním kondenzátoru. Zapojení pro regulaci proudu paralelního LC oscilátoru najdete na obr. 39. Vlastní regulátor se skládá z komparátoru U3, klopného obvodu A2, součinového hradla A3 a dalších podpůrných součástek. Jak toto zapojení funguje. Komparátor U3 vyhodnocuje proud tekoucí LC obvodem a porovnává jej s referenčním napětím. Výstup komparátoru je přiveden na vstup klopného obvodu A2. Logická hodnota na výstupu komparátoru U3 je zapisována do klopného obvodu A2 prostřednictvím hodinového vstupu CLK v okamžiku kladné amplitudy proudu. Výstup klopného obvodu A2 je přiveden na vstup součinového hradla A3, které propustí signál z výstupu komparátoru na ovládací vstup spínače S1 pouze tehdy, když je na výstupu klopného obvodu A2 logická jednička. Na obr. 40 vidíme průběh proudu rezonančním obvodem a průběh signálu RV na řídicím vstupu spínače S1. Všimněte si, že signál RV jde do vysoké úrovně v okamžiku záporné amplitudy proudu a do nízké úrovně v okamžiku kladné amplitudy proudu.

24 L2.lib opamp.sub.include.5_1 50µ 100µ 50µ O+ SENSE O- I+ I- 100 Rser=.1 RV SW-Lo.model SW-Lo SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4) S1.tran 10m startup R4 47k U2 R5 C3 A3 10k A2 PRE CLK CLR A1 1n 100 U3 2 Obr. 39. Obvod regulace proudu oscilátoru s paralelním LC obvodem 13V V(drv) I() 400A V 350A 11V 300A 1 250A 9V 200A 8V 150A 7V 100A 6V 50A 5V 0A 4V -50A 3V -100A 2V -150A 1V -200A -250A -1V -300A 0ms 1ms 2ms 3ms 4ms 5ms 6ms 7ms 8ms 9ms 10ms Obr. 40. Výstup simulace obvodu podle obr Regulace proudu s vypínáním v nule proudu U oscilátoru se sériovým rezonančním obvodem analogicky k nejnižším ztrátám v přepínači dochází tehdy, když jej přepínáme v okamžiku, kdy proud rezonančním obvodem prochází nulou. Na obr. 41 je zobrazeno zapojení oscilátoru se sériovým LC obvodem v půlmůstkovém zapojení s regulací proudu s vypínáním v nule proudu. Vlastní regulátor tvoří komparátory U2 a U3, klopné obvody A1 a A2 a další podpůrné součástky.

25 25 1N include.5_1 /S S.tran 10m startup 2 1N m 1N5819 1µ Uc A1 PRE CLK CLR A2 PRE CLK CLR U2 R4 U3.5.2 R6 1meg R5 1k Obr. 41. Obvod regulace proudu oscilátoru se sériovým LC obvodem V(uc) V(out) I() 3.6A A A 1.8A 8 1.2A 4 0.6A 0.0A A A A A A A 0ms 1ms 2ms 3ms 4ms 5ms 6ms 7ms 8ms 9ms 10ms Obr. 42. Výstup simulace obvodu podle obr. 41 Nyní popíšeme, jak regulátor proudu pracuje. Komparátor U2 vyhodnocuje proud tekoucí sériovým rezonančním obvodem tvořeným rezonanční cívkou a rezonančním kondenzátorem. Výstup komparátoru U2 je přiveden na vstup klopného obvodu A2. Logická hodnota na výstupu komparátoru U2 je přepsána do klopného obvodu A2 prostřednictvím hodinového vstupu CLK v okamžiku kladné amplitudy proudu tekoucího rezonančním obvodem. Výstup klopného obvodu A1 je připojen na vstup klopného obvodu A1. K zapsání logické hodnoty dochází prostřednictvím hodinového vstupu CLK v okamžiku, kdy proud rezonančním obvodem prochází nulou a roste směrem ke kladné amplitudě. Výstup klopného obvodu A1 ovládá přepínač prostřednictvím vstupu S.

26 26 Na obr. 42 je zobrazen průběh proudu cívkou, průběh napětí na kondenzátoru a průběh napětí na výstupu přepínače. Výše popsaný regulátor proudu lze aplikovat i na oscilátor s jedním spínačem, popsaný v odstavci č.2 a na jednofázové oscilátory v celomůstkovém zapojení (obr. 4). Pokud bychom chtěli tímto způsobem regulovat proud u vícefázových oscilátorů, museli bychom mít pro každou fázi jeden regulátor a museli bychom zajistit generování příslušných signálů (viz obr. 44) a zajistit jejich správnou polaritu. S A1 X3.tran 10m startup CLK SYNC.include.5_1 L2 m 1µ 5m X2 1µ O+ SENSE O- I+ I- Uc 1meg 1k Obr. 43. Regulace proudu oscilátoru s jedním spínačem. C3 2n R7 10k CLK A1 PRE CLK CLR A2 PRE CLK CLR U2 R4 U3.5.include.5_1 SYNC Obr. 44. Zapojení bloku X3 z obr. 43

27 27 V V(sd) I() 3.0A 11V 2.4A 1 1.8A 9V 8V 1.2A 7V 0.6A 6V 0.0A 5V -0.6A 4V -1.2A 3V -1.8A 2V 1V -2.4A -3.0A -1V -3.6A 0ms 1ms 2ms 3ms 4ms 5ms 6ms 7ms 8ms 9ms 10ms Obr. 45. Výstup simulace obvodu podle obr. 43 a 44.include.5_1 2 X3 C3 1 1N5819 /S S 1N m 1N5819 1µ X2 I+ I- O+ SENSE O- C4 S A3 2n R7 4k7 A1 PRE CLK CLR A2 PRE CLK CLR U2.tran 10m startup R4 U3.5 R6 1meg R5 1k Obr. 46. Regulace proudu oscilátoru v celomůstkovém zapojení 26V V 22V 2 18V 16V 14V V 1 8V 6V 4V 2V V(/sd) V(out) I() 3.5A 2.8A 2.1A 1.4A 0.7A 0.0A -0.7A -1.4A -2.1A -2.8A -2V -3.5A 0ms 1ms 2ms 3ms 4ms 5ms 6ms 7ms 8ms 9ms 10ms Obr. 47. Výstup simulace obvodu podle obr Frekvenčně nezávislý pousouvač fází Při rezonančním řízení trojfázového asynchronního motoru (nebo jiného motoru na střídavý proud) potřebujeme obvod pro fázový posun o 0 a 0. Příklad rezonančního řízení trojfázového motoru je uveden na obr. 21. Pro posuny fází byl použit jednoduchý obvod zobrazený na obr. 20. Jeho nevýhodou je to, že fázový posun je u něho závislý na kmitočtu. Je proto nutné předem znát rezonanční frekvence, na nichž bude motor provozován. Pokud chceme měnit otáčky motoru změnou kapacit rezonančních kondenzátorů, musíme zároveň měnit parametry součástek posouvače

28 28 fází. To je nepraktické a v případě většího počtu regulačních kroků otáček i drahé. Proto byl vyvinut obvod, který je na frekvenci nezávislý. Jeho schema najdete na obr. 48. SE(0 9 50) 1k 47n 47k U2.lib opamp.sub A1 in+ in- CLK S/H 1 1n.include.5_1 R4 10k out BZX84CL R6 1k33 R7 8k66.tran U3 R5 A4 A2 PRE CLK CLR A3 PRE CLK CLR PH2 PH3 Obr. 48. Frekvenčně nezávislý obvod pro posuny fází Harmonický signál (obr. 49) ze zdroje je přiveden do operačního usměrňovače, kde je přesně usměrněn (obr. 50). Usměrněný signál je veden do vzorkovacího zesilovače A1 a do komparátoru U3. Na vstup S/H vzorkovacího zesilovače A1 jsou přivedeny úzké kladné impulzy, které do něho zapisují kladné amplitudy vstupního harmonického signálu (obr. 51). 1 V(in) 8V 6V 4V 2V -2V -4V -6V -8V -1 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 49. Vstupní sinusový signal 9.9V V(n001) V 7.2V 6.3V 5.4V 4.5V 3.6V 2.7V 1.8V 0.9V V 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 50. Sinusový signál po usměrnění

29 29 14V V(in) V(n004) V 1 8V 6V 4V 2V -2V -4V -6V -8V -1 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 51. Zapisovací impulzy do vzorkovacího zesilovače Tyto zapisovací impulzy jsou vytvořeny ze vstupního harmonického signálu pomocí derivátoru, tvořeného operačním zesilovačem U2, rezistory, a kondenzátorem, z komparátoru a z tvarovacího obvodu, jenž je tvořen kondenzátorem, rezistorem R4 a Zenerovou diodou 1. Na výstupu vzorkovacího zesilovače A1 tedy máme stejnosměrné napětí, které odpovídá amplitude vstupního signálu. Na výstupu komparátoru U3 máme obdélníkový signal (obr. 52), jehož vzestupné hrany odpovídají úhlům 60 a 0, a jehož sestupné hrany odpovídají úhlům 0 a 300 vstupního harmonického signálu. 14V V V(n006) V(in) 1 8V 6V 4V 2V -2V -4V -6V -8V -1 -V 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 52. Signál na výstupu komparátoru U3 v porovnání se vstupním signálem Signál z výstupu komparátoru U3 je přiveden na hodinový vstup CLK klopného obvodu A2, který je zapojen jako dělička dvěma. Tento signal je rovněž přes invertor A4 přiveden na vstup CLK klopného obvodu A3. Výstupy klopných obvodů A2 a A3 generují výsledný obdélníkový signal, který je oproti vstupnímu signálu fázově posunut o úhel 0 resp. 0 (obr. 53). V V(in) V(ph2) V(ph3) 1 8V 6V 4V 2V -2V -4V -6V -8V -1 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 53. Výstupní signály fází 2 a 3 v porovnání se vstupním signálem Vzhledem k tomu, že tento obvod pro fázové posuny se používá pro řízení motorů a není nutná laboratorní přesnost, nemusíme použít přesný usměrňovač (obr. 48), ale vystačíme si s můstkovým usměrňovačem složeným z běžných diod (např. 1N4148). Na obr. 54 máme upravené

30 30 schema zapojení posouvače fází s diodovým můstkem. Obvod funguje spolehlivě jako v zapojení podle obr. 48, avšak musíme upravit poměr odporů v děliči tvořeném rezistory R6, R7. alší nevýhodou je, že nemáme společnou zem, takže vstupní signál musíme mít galvanicky oddělený. 1N4148 SE(0 9 50) 1k 2 47n 3 1N N k U2.lib opamp.sub 4 1N4148 R8 1k A1 in+ in- CLK S/H 1 1n.include.5_1 R4 10k out BZX84CL R6 820 R7 10k.tran U3 R5 A4 A3 PRE CLK CLR A2 PRE CLK CLR PH2 PH3 Obr. 54. Upravené schema zapojení posouvače fází 14V V 1 8V 6V 4V 2V -2V -4V -6V -8V -1 V(n001) V(n006) -V 0ms 10ms 20ms 30ms 40ms 50ms 60ms 70ms 80ms 90ms s Obr. 55. Průběh usměrněného napětí a výstupní signal komparátoru U3 Na obr. 56 máme příklad zapojení přesného usměrňovače (blok na obr. 48). Jedná se o běžné zapojení.

31 31 R4 100k 1 2N k 100k 100k 1 R5 100k R7 1k 1n U2 R6.lib opamp.sub.include.5_1 Obr. 56. Příklad zapojení přesného usměrňovače 11. Frekvenční měnič a rezonanční řízení V případě použití asynchronního motoru pro trakci je vhodné zkombinovat rezonanční řízení s frekvenčním měničem. Frekvenční měnič použijeme pro rozjezd a při nižších rychlostech a přepneme na rezonanční řízení po dosažení jisté rychlosti podobně jako při řízení BLC motoru. Na obr. 57 máme pro jednoduchost zapojení jednofázového frekvenčního měniče a zapojení oscilátoru. V4 SE(6 5 50) U2 SW-Lo SW-Hi V5 S5 S6.model SW-Hi SW(Ron=.1 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4).model SW-Lo SW(Ron=10Meg Roff=.1 Vt=5 Vh=-.4) 2 SW-Hi S1 5 S3 CTRL SW-Lo PULSE(0 200m) 100µ SW-Lo S7 X2 I+ I- O+ SENSE O- 3 S2 4 S4 SW-Lo SW-Hi.include.5_1.tran 300m startup uic Obr. 57. Jednofázový frekvenční měnič a oscilátor Frekvenční měnič používá klasickou metodu šířkové modulace, kde je zdroj harmonického signálu a je zdroj pilovitého průběhu. Tyto dva signály jsou přivedeny na vstupy komparátoru. Výše popsané signály jsou zobrazeny na obr. 58.

32 32 13V V(n001) V(n005) V(n004) V 11V 1 9V 8V 7V 6V 5V 4V 3V 2V 1V -1V 0ms 4ms 8ms ms 16ms 20ms ms 28ms 32ms 36ms 40ms Obr. 58. Princip šířkové modulace frekvenčního měniče Po připojení motoru na napětí (např. při rozjezdu vozidla) je sepnut spínač S5 a spínač S7, který zkratuje rezonanční kondenzátor, takže motor je řízen klasickým frekvenčním měničem. Po dosažení jistých otáček se spínače S5 a S7 rozepnou a zároveň se sepne spínač S6, čímž se uvede do chodu oscilátor, skládající se z LC obvodu, komparátoru U2 a snímače proudu X2. Na obr. 59 máme zobrazen průběh proudu vinutím motoru (představovaným cívkou ) a řídicí signál pro spínače S5, S6 a S7. V V(ctrl) I() 3.6A 11V 3.0A 1 2.4A 9V 1.8A 8V 1.2A 7V 0.6A 6V 0.0A 5V -0.6A 4V -1.2A 3V -1.8A 2V -2.4A 1V -3.0A -3.6A 0ms 30ms 60ms 90ms 0ms 150ms 180ms 210ms 0ms 270ms 300ms Obr. 59. Řízení frekvenčním měničem vs. rezonanční řízení Na obr. 60 je schéma zapojení zdroje pilovitého půběhu. Jedná se o standardní zapojení s Millerovým integrátorem a komparátorem a není nutné vysvětlovat jeho funkci. 4 R7 R6 R5 U3 100k 4n7.lib opamp.sub.include.5_1 47k 100k.tran 300m startup uic Obr. 60. Zdroj pily Koho to zajímá, najde si to snadno na internetu nebo v odborné literatuře.

33 33. Použití jednotlivých typů oscilátorů Indukční ohřev Lze použít oscilátor s paralelním rezonančním obvodem popsaný v odstavci číslo 3. Regulaci výkonu lze provádět metodou a obvodem popsaným v odstavci č. 8. Spínané zdroje Pro spínané zdroje lze použít všechny tři základní typy oscilátorů. Regulaci napětí je možné provádět pomocí výše popsaných metod omezování proudu. Rezonanční řízení motorů: Jednofázových v půlmůstkovém zapojení Jednofázových v celomůstkovém zapojení Vícefázových: voufázových: v půlmůstkovém nebo celomůstkovém zapojení Trojfázových: zapojených do hvězdy nebo do trojůhelníku