REALIZACE NÍKOFREKVENČNÍHO KONCOVÉHO ZESILOVAČE LEACH REALIZATION OF THE HIGH-END AUDIO AMPFLIER LEACH

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS REALIZACE NÍKOFREKVENČNÍHO KONCOVÉHO ZESILOVAČE LEACH REALIZATION OF THE HIGH-END AUDIO AMPFLIER LEACH BAKALÁŘSKÁ PRÁCE BACHELOR S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR Miroslav Korvas Ing. Josef Slezák BRNO, 2009

2 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky Bakalářská práce bakalářský studijní obor Elektronika a sdělovací technika Student: Miroslav Korvas ID: Ročník: 3 Akademický rok: 2008/2009 NÁZEV TÉMATU: Realizace koncového nízkofrekvenční zesilovač LEACH POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ: Dle doporučené literatury nastudujte problematiku nízkofrekvenčních koncových zesilovačů LEACH. Zaměřte se na nízké zkreslení zesilovače a pokuste se obvod modifikovat tak, aby bylo zkreslení minimální bez ohledu na ostatních parametrů zesilovače. Vytvořte návrh schéma zesilovače, desku plošných spojů a rozpisku součástek. Navržený zesilovač zrealizujte a s využitím dostupného měřícího vybavení na ústavu UREL proveďte podrobné měření všech vlastností zesilovače a vypracujte podrobnou zprávu o výhodách a nevýhodách zesilovačů s nízkým zkreslením. DOPORUČENÁ LITERATURA: [1] VOJTĚCH, V. NF zesilovače 4: Zesilovače LEACH a jejich doplňky, Praha: BEN - technická literatura, 2006, ISBN: [2] NOVOTNÝ, V. Nízkofrekvenční elektronika. Elektronické skriptum. Brno: FEKT VUT v Brně, [3] SELF, D. Audio Power Amplifer Design Handbook. Newnes, Termín zadání: Termín odevzdání: Vedoucí práce: Ing. Josef Slezák UPOZORNĚNÍ: prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida Předseda oborové rady Autor bakalářské práce nesmí při vytváření bakalářské práce porušit autorská práve třetích osob, zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb.

3 Anotace Cílem mé bakalářské práce je realizace koncového nízkofrekvenčního zesilovače LEACH a jeho modifikace tak, aby bylo zkreslení minimální. Jelikož nebylo zadáno, rozhodl jsem se pro realizaci výkonu 100 W. Modifikace jsou provedeny na zapojení s tranzistory ThermalTrak [5]. Práce popisuje problematiku zkreslení a podrobný popis funkce jednotlivých bloků zesilovače LEACH. Dále obsahuje výpočet chladiče, měření a simulace zesilovače a jejich porovnání s teoretickými předpoklady. Nakonec jsou uvedeny potřebné přílohy pro realizaci desky plošného spoje. Klíčová slova LEACH, ThermalTrak, zesilovač, nízké zkreslení, TIM, měření parametrů zesilovače Anotation The theme of my bachelor s thesis is a realization of the high-end audio amplifier and it s modification for the lowest distortion. Because it was not specified, I have decided to for realization of amplifier 100 W. I use modification of LEACH amp circuit for using ThermalTrak [5] transistors. My bachelor s thesis describes problems of distortion and particular description of separate blocks of LEACH amplifier and their function. The practical part of the bachelor s thesis contains heat sink design, measurements and simulations of the amplifier and their confrontation to theory. Technical documentation for realization of the ThermalTrak amplifier contains printed circuit board. Keywords LEACH, ThermalTrak, amplifier, low distortion, TIM, measurement of amplifier parameters Bibliografická citace KORVAS, M. Realizace koncového nízkofrekvenčního zesilovače LEACH. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, s. Vedoucí bakalářské práce Ing. Josef Slezák.

4 Prohlášení Prohlašuji, že svou bakalářskou práci na téma Realizace koncového nízkofrekvenčního zesilovače LEACH jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího bakalářské práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené bakalářské práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této bakalářské práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb. V Brně dne 5. června podpis autora Poděkování Děkuji vedoucímu semestrálního projektu Ing. Josefu Slezákovi za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mého semestrálního projektu. V Brně dne 5. června podpis autora

5 Seznam tabulek Tab. 1: Výpis z aplikačních listů [8],[9] vybraných parametrů tranzistorů ThermalTrak a původně použitých tranzistorů... 2 Tab. 2: Použité veličiny pro výpočet chladiče Tab. 3: Přehled napájecího napětí v závislosti na výkonu a odporu zátěže Tab. 4: Měření modulové kmitočtové charakteristiky Tab. 5: Výkon a účinnost pro R z = 4, 6 a 8 Ω, měřené Tab. 6: Výkon a účinnost pro Rz = 4, 6 a 8 Ω, simulované Tab. 7: Měření harmonického zkreslení v závislosti na vstupním výkonu Tab. 8: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na frekvenci vstupního signálu Seznam obrázků Obr. 1: Náhradní schéma reproduktoru a průběh impedance závislé na frekvenci... 3 Obr. 2: Průběhy zkreslení TIM 1 [6]... 5 Obr. 3: Průběhy zkreslení TIM 2 [10]... 5 Obr. 4: Pracovní třídy zesilovačů [7]... 7 Obr. 5: Blokové zapojení zesilovače ThermalTrak... 9 Obr. 6: Přípravek zesilovače Obr. 7: Měřená modulová kmitočtová charakteristika zesilovače Obr. 8: Simulovaná modulová kmitočtová charakteristika zesilovače Obr. 9: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na vstupním výkonu Obr. 10: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na frekvenci vstupního signálu... 23

6 Obsah 1 Úvod Zesilovače LEACH a ThermalTrak Zkreslení Přechodové zkreslení Harmonické zkreslení THD (total harmonic distortion) Intermodulační zkreslení TID (transient intermodulation distortion) Zkreslení SID (slew induced distortion) Zkreslení TIM (dynamic intermodulation distortion) Rozdělení zesilovačů Podle provedení Diskrétní Integrované Hybridní Podle pracovní třídy Třída A Třída B Třída AB Třída C Třída G (AB+C) Třída D Třída T Zapojení zesilovače ThermalTrak Vstupní stupeň diferenční zesilovač v kaskádě Druhý stupeň V BE násobič biasovací obvod Výstupní stupeň Zpětnovazební smyčka Návrh a výpočet chladiče a napájecího napětí zesilovače Obecné vztahy: Výpočet napájecího napětí pro odpor zátěže R z o velikosti 4 Ω a 8 Ω Přípravek a oživení zesilovače Měření a simulace Měření modulové kmitočtové charakteristiky Měření maximálního výstupního výkonu pro limitaci Měření vstupního odporu zesilovače Měření výstupního odporu zesilovače Činitel tlumení Rychlost přeběhu Měření harmonického zkreslení Závěr Literatura Přílohy Příloha A, Schéma zesilovače ThermalTrak Příloha B, Předloha pro výrobu desky plošného spoje Příloha C, Osazovací výkres Příloha D, Seznam součástek Příloha E, Schéma zesilovače LEACH [4] Příloha F, Zvýraznění blokové struktury ve schématu... 33

7 1 Úvod Tento zesilovač je oblíbený již mnoho let v podstatě v původním zapojení tak, jak byl vymyšlen panem profesorem W. Marshallem Leachem již v roce 1976, hlavně domácími konstruktéry pro jeho vynikající parametry, nízké zkreslení, relativní jednoduchost konstrukce a nízkou cenu oproti elektronkovým zesilovačům. V době přechodu z elektronek na tranzistory si znalci stěžovali na nepříjemnost zvuku a roztřepenost výšek tranzistorových zesilovačů, přestože měly statické parametry lepší než elektronkové. Proto se začalo zkoumat zkreslení, které by tento problém popsalo. Bylo to dynamické zkreslení TIM (popsáno níže). Zesilovač LEACH ho má pod jedno procento, což ho staví do role high-end zesilovačů. Snaží se tak přiblížit zvuku elektronek. Proto je také často používán jako jejich levná náhrada nejen v kytarových zesilovačích. Ovšem zvuku elektronek nikdy nedosáhne, i když se mu blíží. Je to dáno konstrukcí elektronky a tranzistoru. Zatímco elektronky produkují zvuk bohatý na sudé harmonické, které jsou pro náš sluch vnímány jako teplé, příjemné, zpěvné, tranzistor produkuje zvuk bohatý na liché harmonické tenké, ploché, dráždivé. Při studiu zesilovače LEACH jsem v [1] narazil na modifikované zapojení nazvané ThermalTrak. Mohlo vzniknout díky firmě On Semiconductor [5]. Ta přišla se součástkou, která je přímo určena pro high-end zesilovače. Je zvláštní tím, že v jednom pouzdře je umístěn jak zesilovací tranzistor s vynikajícími parametry, tak ochranná dioda. Tím odpadá problém se složitou montáží tranzistorů a diod na společný chladič tak, aby měly pokud možno, stejnou teplotu. Navíc se ještě vyskytovaly problémy s dostupností a spolehlivostí vhodných tranzistorů, což odpadá taktéž. Bakalářská práce je členěna do 11 částí, které obsahují úvod, porovnání zesilovače LEACH se zesilovačem ThermalTrak, popis zkreslení, rozdělení zesilovačů a podrobný popis funkce jednotlivých bloků zesilovače ThermalTrak a jejich funkce. Dále obsahuje návrh a výpočet chladiče a napájecího napětí zesilovače a jeho měření včetně simulací, porovnání s teorií a závěru, použité literatury a přílohy pro realizaci desky plošného spoje. 1

8 2 Zesilovače LEACH a ThermalTrak Hlavní změnou je změna výkonových tranzistorů v koncovém stupni zesilovače. Jejich jednotlivé parametry ukazuje následující tabulka. ThermalTrak LEACH Parametr Značka NJL3281D MJ15003 NJL1302D MJ15004 Jednotka proudový zesilovací činitel h fe x napětí kolektor-emitor U CE V dc napětí kolektor-báze U CB V dc napětí emitor-báze U EB 5 x V dc kolektorový - trvalý I proud C - špičkový 25 x A dc proud báze I B 1,5 5 A dc celková výkonová ztráta Watt T C = 25 D 1,43 1,43 W/ GBW (Current Gain Bandwidth Product) (IC = 1 A dc, U CE = 5 V dc, f test = 1 MHz) f T 30 2 MHz Tab. 1: Výpis z aplikačních listů [8],[9] vybraných parametrů tranzistorů ThermalTrak a původně použitých tranzistorů Při první modifikaci byla odstraněna nadproudová ochrana z důvodů (viz [1]): 1. před nasazením ochrany způsobuje deformaci signálu na výstupu 2. při komplexní zátěži způsobuje zkreslení sinusovky při větším vybuzení zesilovače 3. pojistky F5A za přívody napájení zesilovač spolehlivě ochrání Poznámka k pojistkám: musí být umístěny v robustním pružném držáku se dvěma pájecími špičkami, jinak se mohou brzo porušit nebo je lze připájet přímo na desku. Další modifikace byly provedeny v zapojení ThermalTrak verze 2 pro zjednodušení konstrukce a to následující (popsáno v [1]): Je zlepšena filtrace napětí zdvojenými kondenzátory. Zapojení obsahuje zdroj předstabilizovaného napětí pomocí zenerových diod pro další periferie jako je předzesilovač a podobně, kde jsou umístěny stabilizátory napětí. Pomocí vhodných diod můžeme toto napětí ovlivnit. Maximální napětí pro stabilizátor je nejvýše ±18 V. Tím odpadá potřeba dalšího vinutí transformátoru nebo použití dalšího samostatného zdroje levnější. Odběr předzesilovače je asi 20 ma, Zenerovou diodou teče asi 10 ma. Tedy proud rezistory R 44 a R 45 bude asi 30 ma. Rezistory i diody tedy 2

9 dimenzujeme na výkon P = (U b -U z ) I = (60-30) 0,03 = 0,9 W. Napájecí napětí jsou vyvedena pomocí konektoru JP2. Proběhla změna oproti původním tranzistorům 2N3440 a 2N5416 za MJE15032 a MJE15033 opět z důvodu nedostupnosti. Jsou určeny přímo pro rychlé budiče výkonových tranzistorů v nízkofrekvenční technice s f T do 30 MHz. Filtrační kondenzátory napájecího napětí C 26 a C 27 použiju µf/100v. Jsou vhodné i pro větší zátěž či výkon, z hlediska potřeby většího napájecího napětí. To je možné díky použití tranzistorových budičů se závěrným napětím 250 V. Pak je ale potřeba dimenzovat i ostatní elektrolytické kondenzátory (C 12, C 13, C 22 až C 25, C 16 až C 19 ) na 100 V. Maximální napájecí napětí je ±75 V. Veškeré kondenzátory umístěné na napájení jsou menších hodnot zapojených paralelně z důvodu zmenšení ekvivalentního sériového odporu. Navíc při buzení zesilovače impulsním signálem slouží jako rezerva náboje. Boucherotův člen je umístěn paralelně reproduktoru mimo desku. Při oscilacích by se mohl vznítit a desku poškodit. Koriguje komplexní charakter zátěže (reproduktoru) pro zajištění kmitočtové stability zesilovače. Náhradní schéma reproduktoru vykazuje výrazný induktivní charakter, impedance Z rychle roste s kmitočtem a ovlivňují charakter zpětnovazební smyčky. Boucherotův člen je kmitočtově závislý. Přizpůsobuje svou impedanci tak, aby byla výsledná impedanci zátěže přibližně konstantní, současně potlačuje případné vlivy rezonancí. Korekce je zvláště vhodná v reprosoustavách se složitějšími reproduktorovými výhybkami. Rezistor R 42 v členu by měl být značně dimenzován. V našem případě je dimenzován na 4 W, ale i to může být v některých případech rozkmitání málo. Z toho důvodu použiju tzv. nehořlavý typ a umístím ho na desku pomocí keramických korálků pro případnou minimalizaci škod na desce plošných spojů. I kondenzátor C 20 v Boucherotově členu je vhodné dimenzovat ne větší napětí. Vhodné jsou například typy pro odrušení síťových spínacích zdrojů. Obr. 1: Náhradní schéma reproduktoru a průběh impedance závislé na frekvenci 3

10 3 Zkreslení 3.1 Přechodové zkreslení Jedná se o zkreslení třetí harmonickou. Je způsobeno nelinearitou převodních charakteristik tranzistorů v jejich počátku. Projevuje se při přechodu z vodivého do nevodivého stavu tranzistorů, zapojených v dvojčinném zapojení (u zesilovačů třídy B a AB), kdy obě součástky jsou téměř nevodivé. 3.2 Harmonické zkreslení THD (total harmonic distortion) Vzniká nelinearitou aktivních součástek (diody, tranzistorů, elektronek). Nelinearity způsobují vznik vyšších harmonických složek vstupního signálu. Činitel harmonického zkreslení udává jejich poměr k základní harmonické daného signálu. Tranzistorové zesilovače běžně dosahují hodnot menších než 0,05 %. 3.3 Intermodulační zkreslení TID (transient intermodulation distortion) Je také způsobeno nelinearitou převodních charakteristik. Po přivedení dvou signálů o frekvencích f 1 a f 2 na vstup zesilovače se objeví na jeho výstupu ještě řada intermodulačních produktů vzájemným sečtením a odečtením těchto signálů a jejich násobků. 3.4 Zkreslení SID (slew induced distortion) Pokud na vstup zesilovače přivedeme skokovou změnu napětí, na výstupu dostaneme zpožděný signál se zpožděním úměrným rychlosti přeběhu SR zesilovače. Vzniká, když zesilovač nestačí sledovat vstupní signál. 3.5 Zkreslení TIM (dynamic intermodulation distortion) Jak plyne z [6], na toto zkreslení se došlo v přechodu mezi elektronkami a tranzistory. Vzniká jako důsledek zkreslení SID, s přítomností silné zpětné vazby. Většinou vzniká při vysokých kmitočtech a velkých vstupních signálech. Při přivedení signálu s rychlou změnou na vstup zesilovače průběh a Obr. 2 (nebo 1. na Obr. 3) vznikne vlivem zkreslení SID (pomalého přeběhu) průběh b na Obr. 2 (nebo průběh 2. na Obr. 3) s náběžnou a sestupnou hranou. Vlivem zpětné vazby vzniká překmit (průběh c na Obr. 2 nebo průběh 3. na Obr. 3), kterým se ZV snaží kompenzovat výstup na obdélník zvýšením vstupního napětí. To je limitováno napájecím napětím, tak dochází ke zkreslení (průběh d na Obr. 2 nebo průběh 4. na Obr. 3). ZV zkrátí t 1 na t 2 a zvětší se doba, po kterou signál sleduje přímku SR je dána rychlostí přeběhu zesilovače. Pokud je vstupní signál ořezán na výstupu, říkáme, že jde o tvrdé zkreslení TIM, pokud je vstup nelineární, ale neořezán, říkáme, že jde o měkké zkreslení TIM. 4

11 Obr. 2: Průběhy zkreslení TIM 1 [6] Obr. 3: Průběhy zkreslení TIM 2 [10] 5

12 4 Rozdělení zesilovačů 4.1 Podle provedení Diskrétní Jsou tvořeny diskrétními součástkami, lze dosáhnout větších výkonů, menšího zkreslení a většího frekvenčního rozsahu než v integrovaném provedení Integrované Více součástek je integrováno v jednom pouzdře. Mezi základní vlastnosti patří vysoká hustota součástek, minimální rozměry, spolehlivost, jednoduchá montáž, minimalizaci celkového počtu elektronických součástek, menší výkony (do 100 W) Hybridní Vlastnosti obou předchozích. 4.2 Podle pracovní třídy Třída A Pracovní bod je umístěn uprostřed převodní charakteristiky. Zesiluje se kladná i záporná půlvlna vstupního signálu. Výkonové součástky v jednočinném zapojení. Pro malé vstupní signály nevzniká zkreslení, pro signály s velkým rozkmitem může být až 10 % (nelinearita převodní charakteristiky). Klidový proud neustále protéká zesilovačem malá účinnost (reálně asi 10 % až 20 %), teoreticky 25 %. Použití v high-end audio technice Třída B Pracovní bod je umístěn do bodu zániku kolektorového proudu převodní charakteristiky. Zesiluje se jen kladná půlvlna vstupního signálu se zkreslením. Výkonové součástky v dvojčinném zapojení. V jedné polovině koncového stupně jsou součástky aktivní pouze při kladné půlvlně zpracovávaného signálu, v druhé polovině naopak při záporné půlvlně, jinak jsou nevodivé. Obě poloviny koncového stupně se tak v závislosti na polaritě signálu střídají v činnosti (push-pull). Při přechodu z vodivého do nevodivého stavu jsou součástky obou zapojení téměř nevodivé a vzniká nelineární zkreslení signálu (přechodové zkreslení). Pokud není zesilovač buzen, neprotéká jím žádný proud větší účinnost (asi 65 %) Třída AB Pracovní bod je umístěn na počátku převodní charakteristiky tak, aby protékal jistý klidový proud, konstantní i při změně pracovních podmínek. Zesiluje jen kladnou půlvlnu, záporná prakticky neprochází. Výkonové součástky v dvojčinném zapojení. Odstraňuje přechodové zkreslení třídy B, účinnost je menší (asi 50 %), teoretická však 78,5 %. Zjednodušeně lze říci, že při malých úrovních signálu pracuje zesilovač 6

13 ve třídě A, při velkých ve třídě B s dobrou účinností a malým zkreslením. Třída AB je v konstrukci běžných nízkofrekvenčních zesilovačů nejpoužívanější Třída C Pracovní bod je umístěn na prodloužené převodní charakteristice. Zesiluje jen kladnou půlvlnu, zkresleně. Vysoká účinnost ale i zkreslení. V nízkofrekvenční technice nemá význam, ale ve vysokofrekvenční technice se uplatní pro vysílače AM a FM Třída G (AB+C) Obr. 4: Pracovní třídy zesilovačů [7] Použijeme tam, kde požadujeme maximální možnou účinnost - výkony nad 1kW, autozesilovače s omezenou možností chlazení atd. Koncový stupeň je konstruován tak, aby se při maximálním výkonu otvíraly další výkonové stupně, které zvýší napájecí napětí po dobu, kdy je požadován vysoký výkon. Zapojení dosahují účinnosti kolem 80 % Třída D Nepatří do kategorie lineárních zesilovačů. Pro zpracování signálu používají pulsně šířkovou modulace PWM (Pulse Width Modulation). Označují se jako digitální. Vysoká účinnost (80 % a více), je způsobena použitím spínacího režimu tranzistorů. Mají větší zkreslení než zesilovače třídy A, AB. 7

14 4.2.7 Třída T Výkonové zesilovače pracují na podobném principu jako ve třídě D s použitím vylepšeného algoritmu řízení. Účinnost kolem 90 %, vynikající zvukové parametry, zkreslení pod 0,1 %, malé nároky na chlazení. 8

15 5 Zapojení zesilovače ThermalTrak Následující odstavce jsou přeloženy ze zdroje [4]. Vstup Diferenční zesilovač Druhý stupeň VBE násobič - biasovací obvod Výstupní stupeň Výstup Zpětnovazební smyčka Obr. 5: Blokové zapojení zesilovače ThermalTrak 5.1 Vstupní stupeň diferenční zesilovač v kaskádě Rezistor R 2 nastavuje vstupní odpor na 20 kω. Rezistor R 1 a kondenzátor C 1 tvoří dolní propust s mezním kmitočtem 220 khz a chrání tak zesilovač před nechtěnými vysokými kmitočtu na vstupu. Šířka pásma vstupní dolní propusti je volena tak, aby nevznikla náběžná hrana předtím, než zesilovač překlopí. Kondenzátor C 1 vylepšuje šířku pásma zpětnovazebního signálu přes rozdílové zesilovače tak, že zvyšuje mezní kmitočet zpětnovazební přenosové funkce. Tranzistory T 1 až T 4 tvoří komplementární diferenční vstup zesilovače. Vstupní signál jde na bázi T 1 a T 3, zatímco zpětnovazební signál jde na báze tranzistorů T 2 a T 4. Diferenciální zesilovače odečítají zpětnovazební signál od vstupního a generují chybový signál, který řídí následující stupně zesilovače. Chybové signály reprezentují kolektorové proudy tranzistorů T 1 a T 3. Přes tranzistory T 5 a T 6 jde chybový proud z diferenčního zesilovače na rezistory R 11 a R 12. Tyto rezistory také chrání tranzistory T 1 až T 4 tak, že na nich snižují napětí na 18 V a tak zabraňují jejich případnému zničení. Zenerovy diody D 1 v sérii s D 3 a D 2 v sérii s D 4 na 20 V (tedy na sérii 40 V) regulují napětí, které nastavuje klidový proud v diferenčních zesilovačích. Každá dioda nastavuje proud asi 3,3 ma. C 2 až C 5 jsou oddělovací kondenzátory, které zajišťují, že báze tranzistorů T 5 a T6 jsou střídavě uzemněny na signálové zemi. Rezistory R 15 a R 16 nastavují konečný klidový proud diferenčních zesilovačů asi na 3,25 ma. Tento proud a rezistory R 7 až R 10 nastavují strmost diferenčních zesilovačů na asi 1,6 ma/v. Diferenční zesilovače používají odporové tail current biasovací obvody. Nejenže méně šumí než aktivní zdroje proudu, ale také odstraňují lupnutí při zapínání. Napěťový zisk každého diferenčního zesilovače je 2, neboli 6 db. Rezistory R 7 až R 10 jsou rezistory záporné zpětné vazby. Bez nich by se zesílení diferenčních zesilovačů zvýšilo. To by mělo za následek nestabilitu zesilovače, oscilace, snížení klidového proudu diferenčních zesilovačů nebo snížení 9

16 rychlosti přeběhu. Tyto rezistory také vylepšují linearitu a dynamický rozsah zesilovače. Tím se snižuje náchylnost ke zkreslením. 5.2 Druhý stupeň Druhý stupeň v podstatě slouží k nastavení stejnosměrného napětí mezi výstupy ke koncovému stupni. Tranzistory T8 a T10 jsou součástí ochrany, při běžném provozu se neuplatní. Tranzistory T9 a T11 jsou zapojeny jako komplementární zesilovače se společnou bází, které zesilují výstupní napětí diferenčních zesilovačů. Výstupní napětí z diferenčních zesilovačů vstupního stupně jdou na báze tranzistorů T9 a T11. Stejnosměrná složka napětí na rezistorech R21+R23 pro tranzistor T9, respektive R22+R24 pro T11 nastavuje klidový proud těmito tranzistory na 4,2 ma. Tímto proudem je nastavena efektivní strmost zmíněných tranzistorů na 2,5 ma/v. Střídavé složky výstupních napětí z diferenčních zesilovačů jsou ve fázi. Když se tato napětí zvyšují, proud tranzistorem T 12 klesá a proud T 13 naopak stoupá. Tato "push-pull" akce nutí napětí na výstupech druhého stupně k poklesu. Podobně snižování výstupního napětí diferenčních zesilovačů má za následek zvyšování výstupního napětí druhého stupně. Napěťový zisk druhého stupně je velký díky velké impedanci efektivní kolektorové zátěže tranzistorů T 12 a T 13. C 9 a C 10 jsou kompenzační kondenzátory, které nastavují frekvenci dominantního pólu zesilovače. Bez nich by byl zesilovač nestabilní a měl sklony k oscilacím. Někdy jsou nazývány jako zpožďovací nebo Millerovy. Jejich efektivní hodnota je zvyšována kapacitou přechodu kolektor-báze tranzistorů T 12 a T 13. Tyto kapacity společně s rezistory R 7 až R 10 a klidovým proudem diferenčních zesilovačů nastavují GBW zesilovače na 8.5 MHz a dobu přeběhu na 60 V/µsec. (Poznámka: GBW se vypočítá jako součin zesílení a šířky pásma zesilovače.) Tato hodnota GBW je nízká, můžeme tedy zpětnou vazbu zesilovače považovat za malou, ale je dosti velká na to, abychom dostali zpětnou vazbu s šířkou pásma přes 400 khz před tím, než se začne reagovat vstupní filtr R1, C1 typu dolní propust. Rychlost přeběhu je vybrána s dostatečnou rezervou. Rezistory R28, R29, a kondenzátory C12 až C15 tvoří dolní propusti jako protivazební články na napájecích vodičích. Filtrují na nich napětí, aby redukovaly trojité napětí, které jde na vstupní a druhý stupeň. Mezní frekvence každého filtru je přibližně 20 Hz. 5.3 V BE násobič biasovací obvod Předpětí kolektorových proudů tranzistorů T 9 a T 11 tečou přes V BE násobič biasovací obvod. T 7 je zapojen jako stejnosměrný regulátor napětí, který využívá paralelně-sériovou zápornou zpětnou vazbu. Stejnosměrné napětí na T 7 je regulováno trimrem P1 pro nastavení klidového proudu výstupního stupně. Diody T 16A až T 19A jsou umístěny ve společném pouzdře s tranzistory T16 až T19 a zajišťují negativní zpětnou vazbu pro V BE násobič. Diody způsobí pokles napětí na tranzistoru 10

17 T 7 při zvýšení teploty tranzistorů respektive chladiče. Tak je zabráněno přehřátí výstupních tranzistorů. Kondenzátor C 11 zlepšuje regulaci napětí na T7 na vysokých frekvencích a zabraňuje vzniku případných oscilací, které mohou vzniknout paralelně-sériovou zápornou zpětnou vazbu. Hodně zesilovačů má transistor V BE násobiče umístěný na chladiči s výstupními tranzistory. Tak není potřeba využít diody, ale dráty, které jdou z desky na chladič, vykazují kapacitu, která může ovlivňovat odezvu druhého stupně při vysokých frekvencích. V nejhorším případě může způsobit oscilace. S použitím diod lze použít rezistory v sérii (R 25, R 26 ) k izolování kapacit od druhého stupně. Kdyby byl tranzistor T 7 upevněn na chladič, rezistory by nemohly být použity, protože by mohly ovlivnit regulaci napětí mezi kolektory T 8 a T Výstupní stupeň Oba výstupy z druhého stupně jdou do výstupního stupně. Obvod je zapojen v třístupňovém Darlingtonově komplementárním zapojení. Vykazuje malou výstupní impedanci. To znamená, že může dodat velký proud do zátěže a je méně náchylný na přechodové zkreslení. Tranzistory T 16 až T 19 jsou výstupní tranzistory, které napájí reproduktor. T 16 a T 18 napájí zátěž kladným proudem, zatímco T 17 a T 19 napájí zátěž záporným proudem. Spojením tranzistorů paralelně na každé straně obvodu je výstupní proud dvojnásobný. Výstupní stupeň pracuje ve třídě AB. Třístupňové komplementární Darlingtonovo zapojení má velké proudové zesílení, což je zapotřebí pro vybuzení reproduktoru bez zatížení druhého stupně. Napěťové zesílení je zhruba jednotkové. Tranzistory T 12 až T 15 budí báze výstupních tranzistorů. Pracují ve třídě A pro nízkou výstupní impedanci k vybuzení výstupních tranzistorů. Ty potřebují nízkou impedanci předchozího stupně ze čtyř důvodů. Za prvé je nutné napájet báze tranzistorů, které jsou zapnuté. Za druhé je potřeba úplně vybít náboj bází výstupních tranzistorů, které jsou vypnuté. Díky tomu se tranzistory vypínají a zapínají hladce (minimalizace přechodového zkreslení). Klidové proudy výstupních tranzistorů jsou nastavovány napětím na V BE násobiči a rezistorech R 37 až R 40. Potenciometr P 1 nastavuje klidový proud každého kanálu bez buzení na 100 ma, klidový proud každého výstupního tranzistoru je 40 až 45 ma. Rezistory R 33 až R 36 zabraňují parazitním oscilacím výstupního stupně při špičkách audio signálu, které se projevují praskáním. Stabilizační rezistory R 37 až R 40 zajišťují rovnoměrné rozdělení proudů výstupních tranzistorů. Součástky R 41, L 1, R 42, a C 20 potlačují parazitní oscilace, které mohou být indukovány paralelní kapacitou reproduktoru. 11

18 5.5 Zpětnovazební smyčka Sériová kombinace kondenzátorů C 6A a C 6B se na audio frekvencích chová jako zkrat, zatímco kondenzátory C 7 a C 8 se chovají jako rozpojení obvodu. Zpětná vazba jde z reproduktoru přes rezistory R 17 a R 18 do invertorového vstupu diferenčních zesilovačů. Část výstupního napětí, která se vrací zpět je dána vztahem: R 19 /(R 17 + R 18 + R 19 ). Zesílení zesilovače je přibližně rovno převrácené hodnotě tohoto vztahu, což je 21 (26.4 db) pro naše hodnoty odporů. Pro frekvence nad 150 khz představují kondenzátory C 8 a C 9 zkrat. To způsobí, že je zpětná vazba brána z řídicího stupně namísto z výstupu. Stabilita při vysokofrekvenčních oscilacích, které mohou být indukovány kapacitou zátěže, je zlepšena rozdělením zpětných vazeb do dvou cest. Pod 1 Hz, C 6 a C 7 se chovají jako rozpojený obvod, což způsobuje, že zesilovač má 100% stejnosměrnou zpětnou vazbu. To zlepšuje stabilitu napěťového i proudového předpětí. Se 100% stejnosměrnou zpětnou vazbou je stejnosměrný zisk zesilovače jedna. 12

19 6 Návrh a výpočet chladiče a napájecího napětí zesilovače V tomto oddílu uvedu a vypočítám potřebné vztahy a hodnoty pro správnou volbu chlazení koncového stupně čtveřici výkonových tranzistorů typu ThermalTrak pro odpor zátěže R z velikosti 4 Ω a 8 Ω. K dispozici mám chladič typu CHL45H/320, zakoupený ve firmě EZK, s tepelným odporem 1,3 K/W, na který lze v případě potřeby umístit ventilátor pro další snížení tepelného odporu. Pro jistotu budu uvažovat, tepelný odpor 1,5 K/W, aby nebylo nutné počítat s hraniční hodnotou. V následujícím textu bude uvedena úvaha o vhodné volbě napájecího napětí při snaze nepoužít aktivní chlazení. Budeme uvažovat buzení koncového stupně sinusovým signálem. V tomto případě je teoreticky velikost ztrátového výkonu (P z ) shodná s velikostí výkonu na zátěži (P) a příkon (P p ) pak je dvojnásobkem výkonu. tepelný odpor podložky R cs [K/W] 0,8 vnitřní tepelný odpor tranzistoru R jc [K/W] 0,625 maximální teplota přechodu tranzistoru j [ C] 150 maximální teplota okolí a [ C] 35 odpor zátěže R [Ω] 4, 8 tepelný odpor chladiče [K/W] 1,5 napájecí napětí Un [V]? 6.1 Obecné vztahy: Výkon na zátěži: Tab. 2: Použité veličiny pro výpočet chladiče (1) Odebíraný proud ze zdroje při tomto výkonu za dobu poloviny periody: (2) Příkon obou zdrojů: (3) Pro maximální ztrátový výkon platí P z = P = P p /2, tedy: 13

20 (4) Pak pro výkon na zátěži a zároveň maximální ztrátový výkon platí: (5) Celkový tepelný odpor: (6) Tepelný odpor chladiče: 6.2 Výpočet napájecího napětí pro odpor zátěže R z o velikosti 4 Ω a 8 Ω Celkový tepelný odpor odvozen z (7): (7) Maximální ztrátový výkon odvozen z (6): Maximální napájecí napětí pro R z = 4 Ω odvozeno z (5): Maximální napájecí napětí pro R z = 6 Ω: Maximální napájecí napětí pro R z = 8 Ω: 14

21 Jak se ukázalo, tyto výpočty však neodpovídají realitě. Při spočítaném maximálním napájecím napětí dá zesilovač do zátěže 4 Ω zhruba 60 W, do 6 Ω a 8 Ω zhruba 90 W. Tomu by odpovídal tepelný odpor chladiče pro 4 Ω o hodnotě asi 1,2 K/W a pro 6 Ω a 8 Ω o hodnotě asi 0,6 K/W. Pro 4 Ω je tento chladič tedy ještě možný, ale pro zátěže 6 Ω a 8 Ω je potřeba snížit napájecí napětí. Takže nakonec dostaneme výkon jen asi 60 W. Reálně však tento chladič uchladí i výkon 80 W. Přehled napájecího napětí v závislosti na výkonu a odporu zátěže uveden v následující tabulce. R z [Ω] U n [V] P = 60 W P = 80 W P = 100 W Tab. 3: Přehled napájecího napětí v závislosti na výkonu a odporu zátěže Pokud bych tedy chtěl dosáhnout většího výkonu, bylo by třeba připevnit jeden nebo více ventilátorů. Za použití čtyř ventilátorů jde tepelný odpor chladiče snížit až na 0,18 K/W. To by umožnilo napájení 50 V do 4 Ω zátěže při výstupním výkonu 300 W, ale zároveň by bylo třeba použít větší filtrační kapacity napájení, než jsem použil. 15

22 7 Přípravek a oživení zesilovače Modul zesilovače je připevněn na desce z pertinaxu o rozměrech 24 x 35 cm. Chladič je připevněn k této desce pomocí hliníkových úhelníků. K přípravku je umístěn hliníkový panel tvaru L se zdířkami pro napájení, vstupní signál a výstupní signál. Na výstupních svorkách je připájen Boucherotův člen. Obr. 6: Přípravek zesilovače Zesilovač se podařilo oživit na poprvé. Modul vyžaduje napájecí napětí minimálně 15 V, jinak se projevuje zkreslení sinusovky na výstupu. Klidový proud celého zesilovače je nastaven na 55 ma hodnotou potenciometru P 1 o velikosti 960 Ω. Mezibázové napětí je tak nastaveno na 1,1 V. Klidové napětí na výstupu je asi 0,7 mv. K oživení a měření jsem použil tyto přístroje: nízkofrekvenční funkční generátor Agilent 33220A nízkofrekvenční milivoltmetr Grundig MV100 analogový osciloskop HP 54603B digitální multimetry GDM-8145 zdroje Diametral P230R51D 16

23 8 Měření a simulace Pokud není uvedeno jinak, zesilovač byl napájen napětím ±35 V se zátěží R z = 4 Ω a buzen vstupním signálem U 1 = 200 mv při frekvenci f = 1 khz. Simulované zapojení bylo shodné se zapojením reálným včetně všech modelů součástek. 8.1 Měření modulové kmitočtové charakteristiky Vzorec pro výpočet napěťového přenosu A u : (8) f [Hz] U 2 [V] A [db] 10 3,041 23, ,536 24, ,678 25, ,748 25, ,805 25, ,805 25, ,805 25, ,805 25, ,805 25, ,805 25,586 1k 3,805 25,586 2k 3,805 25,586 3k 3,805 25,586 5k 3,805 25,586 7k 3,805 25,586 10k 3,805 25,586 20k 3,720 25,390 30k 3,649 25,223 50k 3,395 24,595 70k 3,083 23, k 2,518 21,999 Tab. 4: Měření modulové kmitočtové charakteristiky 17

24 A [db] 26,0 25,5 25,0 24,5 24,0 23,5 23,0 22,5 22,0 21, f [Hz] Obr. 7: Měřená modulová kmitočtová charakteristika zesilovače Obr. 8: Simulovaná modulová kmitočtová charakteristika zesilovače Charakteristika je ideální. Chová se přesně podle nastavených filtrů. Pokles o tři decibely je na nízkých kmitočtech neměřitelný a na vysokých je na 100 khz v reálu a v simulaci na 82 khz. Šířka pásma B je tedy 100 khz. Měření vyšlo stejně jako simulace se ziskem 25,6 db oproti 25,7 db, což je téměř přesně hodnota nastavená. Ta je 26,4 db. Norma Hi-Fi udává, že charakteristika by měla mít zisk konstantní v relaci ±1,5 db ve frekvenčním pásmu 40 Hz až 16 khz, to je splněno. 18

25 8.2 Měření maximálního výstupního výkonu pro limitaci Měření jsem provedl při kmitočtu f = 1 khz a postupně jsem zvyšoval vstupní napětí U 1 do té doby, kdy ještě zesilovač neořezával výstupní signál a při tomto maximálním vstupním napětí jsem provedl měření. Jak je známo, běžně dostupné reproduktory mají hodnoty odporu (nebo spíše impedance) 4, 6 i 8 Ω. Proto jsem provedl měření výkonu a účinnosti pro všechny tyto hodnoty odporu zátěže R z pro spočítanou maximální hodnotu napájecího napětí U n při nejmenší impedanci 4 Ω. Také jsem určil maximální napájecí napětí pro každou impedanci pro dosažení maximálním hodnoty výkonu P max zesilovače 100 W. Vzorec pro výstupní výkon: (9) Vzorec pro účinnost: (10) R z = 4 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1, ,9 71,403 59, ,23 1,08 20,3 103,023 65,998 R z = 6 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1,23 0,98 18,5 57,042 72, ,34 1,08 20,4 69,360 73, ,73 1, ,667 72,361 R z = 8 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1, ,9 44,651 55, ,39 1,1 20,8 54,080 55, ,9 1,5 28,5 101,531 55,664 Tab. 5: Výkon a účinnost pro R z = 4, 6 a 8 Ω, měřené 19

26 R z = 4 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1, ,2 73,568 61, ,6 1,08 20,6 105,884 58,178 R z = 6 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1,58 0,98 18,8 58,698 57, ,74 1,08 20,8 72,226 59, ,18 1,38 26,2 114,083 58,203 R z = 8 Ω U n [V] I n [A] U 1 [V] U 2 [V] P max [W] η [%] 32 1, ,1 45,833 59, ,34 1,1 21,0 54,982 58, ,81 1,5 28,7 102,769 59,138 Tab. 6: Výkon a účinnost pro Rz = 4, 6 a 8 Ω, simulované Z měření je vidět, že největší účinnosti zesilovač dosahuje při zátěži 6 Ω, kdy ta je nad 72 %. Nejhorší účinnosti dosáhneme při použití zátěže o velikosti R z = 8 Ω, kdy se účinnost pohybuje mírně nad 55 %. Při zátěži R z = 4 Ω je účinnost mezi účinností za použití zátěže R z = 6 Ω a R z = 8 Ω. Dosahuje hodnoty 60 % až 65 %. Pozn.: Hodnoty zátěže nemusely být úplně přesné. Během měření se mohly měnit vlivem značného zahřátí. Simulace naopak ukázaly, že rozdíl v účinnosti je téměř zanedbatelný s rozdílnou impedancí zátěže. Účinnost se zde pohybuje kolem 59 %. Pro napájecí napětí se maximální vstupní napětí téměř nelišilo od změřeného, proto jsem pro simulace ponechal hodnoty U 1 z měření. Chladič byl při výstupním výkonu 100 W již poměrně dost horký, ale vzhledem k tomu, že namáhání harmonickým signálem je obecně větší, než namáhání hudebním signálem, lze ho použít i pro tento výkon. Navíc předpokládám, že k plnému vybuzení v domácím použití nedojde. Popřípadě je možné bez obtíží připevnit na chladič ventilátor. 8.3 Měření vstupního odporu zesilovače Na výstupu nejprve nastavíme určitou hodnotu napětí U 2. Poté vložíme potenciometr, nebo odporovou dekádu mezi generátor a vstup zesilovače. Na potenciometru či dekádě nastavíme takový odpor, kdy výstupní napětí U 2 má poloviční hodnotu. Hodnota odporu potenciometru či dekády je pak přímo hodnota vstupního odporu. Mnou naměřená hodnota je R vst = 21 kω, což se v podstatě shoduje s hodnotou nastavenou odporem R 2. 20

27 8.4 Měření výstupního odporu zesilovače Na výstupu nejprve nastavíme určitou hodnotu napětí U 2. Ta byla v mém případě U 2 = 11 V. Poté odpojíme zátěž a opět změříme výstupní napětí U 20 = 11,2 V. Výpočet výstupního odporu zesilovače: (11) Koncové nízkofrekvenční zesilovače nebývají impedančně přizpůsobené, ale konstruují se jako zdroje napětí => R výst < R z, R výst bývá menší 100 mω. V simulacích vyšel výstupní odpor R výst = 9,6 mω. 8.5 Činitel tlumení Činitel tlumení (damping factor) vyjadřuje schopnost zesilovače ukončit buzení reproduktoru po ukončení signálu. Bývá spojován s hlubokými, čistě definovanými basy. Výpočet činitele tlumení: (12) Norma Hi-Fi udává jako minimum hodnotu 3, to je splněno s přehledem. Činitel tlumení vyšel podle výstupního odporu ze simulací D = 417, Rychlost přeběhu Rychlost přeběhu SR (Slew Rate) je míra rychlosti reakce zesilovače na buzení obdélníkovým signálem. Měření jsem provedl pro hodnotu vstupního signálu, kdy zesilovač byl ještě v podlimitním stavu při buzení harmonickým signálem. Poté jsem budicí signál zaměnil za obdélníkový se střídou 1:1. Měření se provádí mezi 10 % a 90 % amplitudy výstupního signálu náběžné a sestupné hrany. Naměřené hodnoty: Rychlost přeběhu náběžné hrany: (13) Rychlost přeběhu sestupné hrany: (14) 21

28 THD+N, k2, k3 [%] Tyto hodnoty jsou poměrně nízké. Předpokládal jsem hodnoty desetkrát větší. Nastavená teoretická hodnota je 60 V/µs. Rychlost přeběhu tedy není ideální, ale může to být způsobeno tím, že vstupní signál z generátoru taktéž není ideální obdélník a rychlosti jeho nástupné a sestupné hrany jsou také poměrně pomalé. Pozitivní je, že při buzení obdélníkovým signálem výstupní signál nevykazoval žádné zákmity. Jedná se tedy o stabilní zesilovač. 8.7 Měření harmonického zkreslení U 1 [mv] U 2 [V] P [W] k 2 [%] k 3 [%] THD+N [%] 200 3,8 3,61 0,0095 0,0074 0, ,53 14, ,0078 0,0091 0, ,3 31,9225 0,003 0,0092 0, ,25 0,0037 0,0305 0, ,25 0,0157 0,0686 0, X 4,6 Tab. 7: Měření harmonického zkreslení v závislosti na vstupním výkonu 0,1 0,09 0,08 0,07 0,06 0,05 0,04 0,03 0,02 0, P [W] k2 [%] k3 [%] THD+N [%] Obr. 9: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na vstupním výkonu Změření jde vidět, že zesilovač bez problémů splňuje normu Hi-Fi, kde zkreslení má být pod jedno procento. Vidíme také, že zesilovač v nadlimitním stavu má zkreslení v jednotkách procent a nelze ho v tomto stavu uspokojivě používat. S větším vstupním, respektive výstupním, signálem zkreslení roste. 22

29 THD+N, k2, k3 [%] f [Hz] k 2 [%] k 3 [%] THD+N [%] 250 0,003 0,0036 0, ,0008 0,0075 0, ,003 0,0092 0, ,0099 0,108 0, ,013 X 0,08 Tab. 8: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na frekvenci vstupního signálu 0,16 0,14 0,12 0,1 0,08 0,06 0,04 k2 [%] k3 [%] THD+N [%] 0, f [Hz] Obr. 10: Harmonické zkreslení zesilovače v závislosti na frekvenci vstupního signálu Zkreslení THD+N s frekvencí kolísá, ale drží se pod hranicí 0,15 %. Zkreslení druhé harmonické je poměrně malé a s frekvencí jen mírně roste, zatímco zkreslení třetí harmonické roste prudce s frekvencí. Při frekvenci 8 khz bylo neměřitelné měřicí přístroj hlásil překročení frekvence pro toto měření. Zkreslení jde měnit volbou pracovního bodu zesilovače. Je to vždy kompromis mezi účinností, zesilovače a zkreslením. 23

30 9 Závěr V první části bakalářské práce jsem uvedl modifikaci zesilovače LEACH na ThermalTrak, druhy zkreslení a jejich příčiny. Dále jsem popsal možné způsoby realizace zesilovače a zjistil, že pro mé účely je nejlepší diskrétní realizace zesilovače, jehož koncový stupeň bude nastaven do pracovní třídy AB. Následuje podrobný popis jednotlivých bloků zesilovače a kompletní návrh desky plošného spoje. Druhá část bakalářské práce obsahuje výpočet chladiče a úvahy nad správným zvolením napájecího napětí. Dle měření je nejlepší zesilovač používat pro zátěž 6 Ω, kdy účinnost je nejvyšší a dosahuje hodnoty nad 72 %, avšak simulace toto nepotvrdily. Účinnost podle nich je vždy kolem 59 %. Napájecí napětí bych volil tak, aby bylo možné použít všechny druhy zátěže (4 Ω, 6 Ω i 8 Ω). Z toho plyne napájecí napětí asi 35 V, kdy při zátěži 8 Ω dostaneme maximální výkon asi 54 W, při 6 Ω asi 70 W a při 4 Ω asi 100 W. Pro stálý provoz na výkon 100 W doporučuji přidat k chladiči ventilátor. Toto dilema volení zátěže lze také vyřešit více vinutími na napájecím transformátoru a napájecí napětí přepínat podle zvolené zátěže tak, aby výstupní výkon byl 80 W, což je pro zvolený chladič ideální maximum. Dále obsahuje měření modulové kmitočtové charakteristiky, kdy měřená i simulovaná charakteristika jsou téměř shodné a odpovídají teoreticky nastavenému zisku. Ten je kolem 26 db. Měření a simulace maximálního výstupního výkonu pro limitaci byly v podstatě shodné. Lišily se jen mírně účinností. Vstupní odpor zesilovače odpovídá teoreticky nastavené hodnotě 21 Ω. Výstupní odpor zesilovače je měřením 72 mω, simulací 9,6 mω. Tomu odpovídá činitel tlumení 55, respektive 417. Rychlost přeběhu náběžné hrany je poměrně pomalých 8 V/µs a sestupné 7 V/µs. To však může být dáno malou rychlostí náběžné a sestupné hrany měřicího generátoru. Harmonického zkreslení zesilovače THD+N se s frekvencí i velikostí vstupního signálu drží pod 0,15 %. Zkreslení druhé harmonické do 0,16 %. Třetí harmonická s frekvencí i velikostí vstupního signálu rychle roste. Při výstupním výkonu 90 W a frekvenci vstupního signálu 1 khz je velikost zkreslení třetí harmonické 0,068 %. 24

31 10 Literatura [1] VOJTĚCH, V. NF zesilovače 4: Zesilovače LEACH a jejich doplňky, Praha: BEN - technická literatura, 2006, ISBN: [cit. 20.listopadu 2008] [2] NOVOTNÝ, V. Nízkofrekvenční elektronika. Elektronické skriptum.brno: FEKT VUT v Brně, [3] SELF, D. Audio Power Amplifer Design Handbook. Newnes, [4] W. Marshall Leach, Jr., Professor THE LEACH AMP - [cit. 14.prosince 2008]. Dostupné na: WWW: < [5] ON Semiconductor - [cit. 20.listopadu 2008]. Dostupné na: WWW: < [6] Sedlák J. Zkreslení II - definice zkreslení - [cit. 14.prosince 2008]. Dostupné na: WWW: < [7] Třídy zesilovačů, Obrázek 3: Pracovní třídy zesilovačů - [cit. 14.prosince 2008]. Dostupné na: WWW: < [8] Aplikační listy tranzistorů ThermalTrak NJL3281D a NJL1302D- [cit. 20.listopadu 2008]. Dostupné na: WWW: < [9] Aplikační listy tranzistorů MJ15003 a MJ [cit. 20.listopadu 2008]. Dostupné na: WWW: < [10] Půběh zkreslení TIM 2 - [cit. 20.listopadu 2008]. Dostupné na: WWW: < 25

32 11 Přílohy Následující část obsahuje podklady potřebné pro realizaci desky plošného spoje zesilovače ThermalTrak. Součástí je také schéma zapojení zesilovače vytvořené v programu Eagle společně s předlohou pro výrobu desky plošného spoje, osazovací výkres a seznam součástek. Dále je uvedeno původní zapojení zesilovače LEACH a zvýraznění blokové struktury uvedené v kapitole 5. 26

33 Příloha A, Schéma zesilovače ThermalTrak 27

34 Příloha B, Předloha pro výrobu desky plošného spoje (135,45 mm x 211,64 mm) 28

35 Příloha C, Osazovací výkres 29

36 Příloha D, Seznam součástek Rezistory (Všechny miniaturní, rozměr 207, není-li uvedeno jinak. Tolerance 5 % nebo lepší.) Označení Hodnota R 1 R 2 2,2 kω 20 kω R 3, R 4, R 5, R 6, R 7, R 8, R 9, R Ω R 11, R 12 1,2 kω R 13, R 14 2,2 Ω R 15, R kω R 17, R kω R 19, R 25, R 26, R 27 1 kω, R kω R 21, R Ω R 23, R Ω R 28, R 29, R Ω R 30, R Ω R Ω R 33, R 34, R 35, R 36 8,2 Ω R 37, R 38, R 39, R 40 0,22 Ω/5 W R Ω/5 W, na něm navinutá L1. R Ω/5 W R 44, R 45 1 kω/2 W P 1 2 až 2,5 kω, trimr, rozměru 64Y, Kondenzátory (vše rastr 5 mm, není-li uvedeno jinak) Označení C 1 C 2, C 3, C 11 C 16, C 17, C 18, C 19 C 14, C 15 C 4, C 5, C 12, C 13, C 22, C 23, C 24, C 25 C 6A, C 6B C 7 C 8 C 9, C 10 C 20 C 21 C 26, C 27 Typ 330 pf, keramika 100 nf/63 V, miniaturní plastové 100nF/min. 63 V, plastové s malým ESR 47 nf/63 V, SMD připájené k vývodům ze strany spojů C 12, C µf/63 V, elektrolyt 220 µf/35 V, antisériově 150 pf, keramika 47 pf, keramika 10 pf, keramika 100 nf/min.160 V, plast, rastr 7,5 mm 1 µf/63 V, plast µf/100 V, průměr 35 mm, rastr 10 mm 30

37 Polovodičové součástky Označení Typ T 1, T 2, T 5, T 7, T 10 MPSA06 (pnp) T 3, T 4, T 6, T 8 MPSA56 (pnp) T 9, T 13, T 15 MJE15033 (pnp) T 11, T 12, T 14 MJE15032 (npn) T 16, T 18 NJL3281D T 17, T 19 NJL1302D D 1, D 2, D 3, D 4 BZX83V020, 20 V/0,5 W D 5, D 6 BY500 (BY399) rychlé diody min 3 A, min 200 V D 7, D 8 BZY24, 24 až 30 V, min. 1,5 W, Ostatní součástky Označení Typ F 1, F 2 pojistky F5A L 1 tlumivka navinutá na R 41, asi 12 závitů drátu o průměru 1 mm 31

38 Příloha E, Schéma zesilovače LEACH [4] 32

39 Příloha F, Zvýraznění blokové struktury ve schématu 33