Výkonová elektronika KE

Transkript

1 Vysoká škola báňská - Technická univerzita Ostrava Fakulta elektrotechniky a informatiky Výkonová elektronika KE Učební texty pro kombinované a distanční studium Tomáš Pavelek Václav Sládeček Ostrava 2005

2 Tomáš Pavelek, Václav Sládeček, 2005 Fakulta elektrotechniky a informatiky VŠB Technická univerzita Ostrava ISBN xxxxxxxxx

3 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 1. Vlastnosti polovodičových součástek pro výkonovou elektroniku Polovodičové součástky pro výkonovou elektroniku využívají stejné principy jako běžně používané polovodičové součástky malých výkonů. Pro aplikace polovodičových součástek do výkonových polovodičových měničů je tedy nutné znát nejen základní principy, ale i odlišnosti těchto součástek. K zopakování, získání a doplnění těchto poznatků slouží následující kapitoly Polovodičová dioda Čas ke studiu: 1 hodina Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad definovat vlastnosti a aplikovat polovodičovou diodu pomocí měření vyhodnotit její vlastnosti Dioda je tvořena jedním PN přechodem. Struktura diody a schématické značka jsou na obr. 1 Obr. 1 Struktura diody a schématické značka Je-li anoda (vrstva P) proti katodě (vrstva N) polována kladně, je dioda v propustném směru. t.j. je sepnuta. Diodou prochází propustný proud i F (určený zátěží) a je na ní propustné napětí. Při opačné polaritě napětí je dioda v závěrném směru. tj. je vypnuta. Na diodě je závěrné napětí u R určené velikostí napětí vnějšího zdroje a prochází jí závěrný proud i R Voltampérová charakteristika Voltampérová charakteristika diody je uvedena na obr. 2. Má dvě větve: 3

4 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Propustná větev odpovídá propustnému stavu. Jejími důležitými parametry jsou propustné prahové napětí U T0 a diferenciální propustný odpor r F, definovaný v určitém klidovém bodě charakteristiky. du r f = di F F Obr. 2 Příklad voltamperové charakteristiky diody Závěrná větev odpovídá závěrnému stavu. Důležitými parametry závěrné větve je diferenciální závěrný odpor, definovaný opět v určitém klidovém bodě charakteristiky a závěrné průrazné napětí U (BR). Po překročení hodnoty U (BR) se mnohanásobně zmenší hodnota r R. Velikost proudu je pak podstatně závislá na napětí a odporu obvodu, v němž je dioda zapojena. S předpokladem neomezeného nárůstu proudu dochází k destrukci diody. Zatížitelnost Napěťová zatížitelnost je určena především opakovatelným špičkovým závěrným napětím U RRM. Je to nejvyšší přípustná hodnota závěrného napětí, jež se na diodě může periodicky opakovat. Při návrhu jištění oproti náhodným přepětím je směrodatné neopakovatelné špičkové závěrné napětí U RSM. V provozu není přípustné zatěžovat diodu napětím vyšším. Relace hodnot U RRM, U RSM, U (BR) je patrná z obr. 2. Proudová zatížitelnost. Při provozu vzniká na diodě ztrátový výkon. Podstatný je ztrátový výkon vytvářený propustným proudem. Ztrátový výkon vytvářený závěrným proudem je zanedbatelný a vypínací ztrátový výkon se ve své střední hodnotě zpravidla začíná uplatňovat až při spínacích kmitočtech vyšších než 400 Hz. Celkový ztrátový výkon nesmí způsobit zahřátí křemíkové destičky (polovodičové struktury diody) nad maximální přípustnou hodnotu ϑ j max. Dynamické parametry Z přechodných jevů diody má podstatný význam přechod diody z propustného do závěrného stavu. Tento přechodný jev se nazývá vypnutí diody nebo též komutace diody. Běžné obvodové poměry při rychlém vypínání zjednodušeně zobrazuje schéma na obr.3. Po sepnutí spínače S (prakticky po sepnutí nějaké další polovodičové součástky) je připojeno na větev s diodou tzv. komutační napětí U k, které způsobí zánik jejího propustného proudu. Rychlost zániku je dána vztahem 4

5 di dt F = Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku U k L Charakteristické průběhy proudu a napětí při vypnutí diody jsou naznačeny na obrázcích 3b, 3c. Po poklesu propustného proudu i F k nule proudu diodou nezaniká, nýbrž přechází se zachováním původní strmosti poklesu do zpětného směru. Bezprostředně po přechodu proudu z propustného do zpětného směru totiž zůstává u diody ve zpětném směru stejná vodivost, jakou disponovala ve směru propustném. Za krátkou dobu se však vodivost ve zpětném směru ztrácí a proud prudce klesá na normální hodnotu závěrného proudu dioda je schopna udržet závěrné napětí, zotavil se její závěrný odpor. Pro interval, který je na obr. 3b označen t rr se používá termín závěrná zotavovací doba. Proudu diodou v průběhu t rr nazýváme proudem komutačním, nebo proudem zotavovacím a označujeme jej i rr. Závěrná zotavovací doba je tím větší, čím větší je tzv. komutační náboj diody Q r = t rr 0 i rr dt Velikost Q r závisí na geometrii křemíkové destičky a na použité technologii výroby. Je tedy dána především typem Obr. 3 Vypínání diody diody. Ovlivňuje ji však i velikost původního propustného proudu vypínající diody, strmost poklesu tohoto proudu a teplota přechodu. Strmý pokles komutačního proudu ze své maximální hodnoty i rrm způsobuje vznik napětí na indukčnosti L. Toto napětí se nepříznivě superponuje na komutační napětí. Tím vzniká tzv. komutační přepětí u RM. Velikost tohoto přepětí se nejčastěji omezuje tzv. RC členem. Dalším nepříznivým důsledkem komutace diody je vznik vypínacího ztrátového výkonu, který je nutno uvažovat při práci na kmitočtech větších než cca 400 Hz. Shrnutí pojmů 1.1. Polovodičová dioda je základním obvodovým prvkem výkonových polovodičových měničů. Vyskytuje se jako hlavní součástka měniče (např. v usměrňovačích), tak jako pomocná součástka, bez níž by však funkce měniče byla nemožná (např. tzv. nulová dioda při spínání induktivní zátěže). Velmi často plní také různé ochranné funkce např. proti přepólování. Proto je důležité důkladně pochopit vlastnosti diody v návaznostech na požadavky jejich aplikací a podmínek, ve kterých bude pracovat. Otázky Co je podstatou polovodičové diody? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v propustném směru? 5

6 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 3. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v propustném směru? 4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci diody v závěrném směru? 5. Jaké vlastnosti vykazuje dioda v závěrném směru? 6. Jak popisujeme dynamické parametry diod? 7. Čím jsou charakteristické rychlé diody, diody s měkkou komutací a lavinové diody? 8. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu diody do konkrétní aplikace? 1.2. Tyristor Čas ke studiu: 1 hodina Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti a aplikovat tyristor pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Tyristor je čtyřvrstvý polovodičový prvek se třemi PN přechody. Jeho struktura vyplývá z obr. 4. Krajní vrstva s vodivostí P je spojena s anodovou A, krajní vrstva s vodivostí N s katodou K. Vnitřní vrstvy se nazývají N báze a P báze. Řídicí elektroda G je spojena s P-bází. Obr. 4 Odvození náhradního schématu tyristoru Tyristor může pracovat ve vypnutém nebo sepnutém stavu. Je-li tyristor vypnut, může mít anoda oproti katodě kladné napětí u D (blokovací směr) a tyristorem protéká malý blokovací proud i D, určený vlastnostmi tyristoru, nebo záporné napětí u R (závěrný směr) s proudem i R. Přivedením impulsu i G >0 do řídicí elektrody přechází tyristor z blokovacího stavu do stavu sepnutého. Na tyristoru je malé propustné napětí u T určené vlastnostmi tyristoru a protéká jim proud i T určený zátěží. Vypnutí, t.j. přechod z propustného do závěrného, případně blokovacího stavu nelze řídicí elektrodou tyristoru 6

7 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku ovlivnit. Nastává po zániku propustného proudu, jakmile tyristor obnoví blokovací schopnosti. Schematická značka a orientace veličin vyplývá z obr. 5 Obr. 5 Schematická značka a základní orientace veličin tyristoru Výstupní voltampérová charakteristika tyristoru Výstupní VA charakteristika (obr. 6) udává závislost anodového proudu tyristoru na anodovém napětí. Tato charakteristika má tři větve závěrnou, blokovací a propustnou. Závěrná charakteristika popisuje závislost vypnutého, závěrně pólovaného tyristoru. Průběh odpovídá závěrné charakteristice diody. S rostoucím i g závěrný proud narůstá. Při překročení průrazného napětí U (BR) dochází ke zničení tyristoru. Blokovací charakteristika popisuje závislost vypnutého, avšak propustně pólovaného tyristoru. Při i G = 0 je tvar blokovací charakteristiky podobný závěrné charakteristice. Při překročení spínacího napětí U (B0) dochází k sepnutí Obr. 6 Příklad VA výstupní charakteristiky tyristoru tyristoru. Při i G > 0 narůstá hodnota i D a k sepnutí tyristoru dochází při nižších hodnotách napětí U (B0). Spínání tyristorů překročením spínacího napětí není vhodné. Spínání se zásadně provádí přivedením proudového impulsu i G > 0 v obvodu řídicí elektroda katoda. Propustná charakteristika popisuje závislost sepnutého tyristoru. Má podobný tvar jako propustná charakteristika diody, charakterizovaná propustným prahovým napětím U (T0) a diferenciálním propustným odporem i T. Na rozdíl od diody je na propustné charakteristice definován vratný proud i H, při kterém tyristor přechází při vedení proudu z propustného stavu do stavu blokovacího. Přídržný proud i L > i H musí být dodržen při spínání tyristoru, má-li se tyristor udržet v sepnutém stavu. 7

8 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Napěťová zatížitelnost tyristoru Napěťová zatížitelnost je podobně jako u diod udávána opakovatelným špičkovým napětím v závěrném U RRM a blokovacím U DRM směru, určujícím největší přípustnou hodnotu napětí, které se může na tyristoru periodicky opakovat. Ztrátový výkon tyristoru Základním předpokladem spolehlivého provozu tyristorů je dodržení dovolené provozní teploty tyristoru. Maximální přípustná teplota přechodu je obvykle dána teplotou, při které ztrácí tyristor své blokovací schopnosti. Tato teplota se pohybuje podle typu v rozmezí 0 až 65 C a je dána mechanickým namáháním tyristorového systému vlivem různých koeficientů tepelné roztažnosti užitých materiálů, případně zvýšeným výkonem, potřebným k sepnutí tyristoru. Teplota přechodů je určena zatížením tyristoru, t.j. velikostí ztrát vznikajících v tyristoru. Podle mechanismu jejich vzniku rozeznáváme následující druhy ztrát, které vytváří: a) ztrátový výkon propustným proudem b) ztrátový výkon závěrným proudem c) ztrátový výkon blokovacím proudem d) zapínací a vypínací ztrátový výkon. Při kmitočtech v mezích 50 až 400 Hz je podstatnou složkou ztrátový výkon propustným proudem. Ztrátový výkon vznikající při zapínání tyristoru nabývá významu až při vyšších kmitočtech (nad 400 Hz), kdy se rovněž uplatní ztráty vznikající při vypínání tyristoru. Ztrátový výkon způsobený závěrným, případně blokovacím proudem je obvykle zanedbatelný. Vstupní voltampérová charakteristika tyristoru Tato charakteristika určuje závislost mezi napětím u G a proudem i G řídicí elektrody. Je podobná charakteristice diody. Vzhledem ke značnému rozptylu charakteristik jsou v podkladech tyristorů udávány krajní charakteristiky vymezující oblast, ve které se může vstupní charakteristika konkrétního tyristoru pohybovat. výkon P GM impulsu určen vztahem Obr. 7 Vstupní charakteristika tyristoru Zatížitelnost obvodu řídicí elektrody je určována největší přípustnou střední hodnotou P G(AV)max ztrátového výkonu. Je-li tyristor zapínán periodicky s periodou T = 20 ms proudovými impulsy šířky ψ, je maximální přípustný 8

9 P GM P G = AV ( ) max Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 2π ψ Ve vstupní voltampérové charakteristice jsou křivky konstantního P GM vyjádřeny hyperbolami, vyznačenými na obr. 7 pro dvě šířky impulsů ψ. Potřebná šířka zapínacího impulsu je nejčastěji určena požadavky aplikace, t.j. měničem, ve kterém má být tyristor užit. Na obr. 7 je rovněž vyznačeno zapínací napětí U GT a zapínací proud I GT, udávající nejmenší napětí a nejmenší proud, při kterém sepne libovolný tyristor daného typu v celém rozsahu pracovních teplot. Ve vyšrafované oblasti (při šířce impulsu ψ) lze tyristor spolehlivě zapínat, aniž by byl poškozen obvod řídicí elektrody, je-li tyristor zapínán ze zdroje s napětím naprázdno U a vnitřním odporem R, musí být zatěžovací přímka určená rovnicí u = U R G i G procházející vyšrafovanou oblastí. Zdroj zapínacích impulsů musí kromě toho splňovat ještě některé další podmínky: - vzhledem ke špatným závěrným vlastnostem přechodu G K nesmí namáhat tento přechod závěrným napětím, - má zaručit strmé nástupní čelo impulsu, - má zabezpečit galvanické oddělení zdroje zapínacích impulsů od výkonového obvodu, což je nejčastěji řešeno oddělovacím transformátorem, případně optoelektronickým oddělovacím členem. Dynamické parametry Praktický význam mají dynamické procesy vznikající při připojování blokovacího napětí při zapínání a vypínání tyristoru. Připojení blokovacího napětí Při nárůstu blokovacího napětí může dojít k sepnutí tyristoru bez řídicího signálu, i když anodové napětí nepřekročilo hodnotu U (B0). Je to způsobeno kapacitou středního přechodu, který je pólován v závěrném směru. Náhradní schéma středního přechodu při rychlých změnách anodového napětí je uvedeno na obr. 8. Celková hodnota proudu, který protéká středním přechodem, je dána rovnicí i D = u R D + D C D du dt D Obr. 8 Náhradní schéma řídicího přechodu při rychlých změnách blokovacího napětí První složka je dána velikostí blokovacího napětí a její 9

10 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku velikost odpovídá blokovací charakteristice tyristoru. Druhá složka se uplatní při změnách blokovacího napětí. Dosáhne-li součet obou složek velikosti zapínacího proudu, tyristor sepne, aniž překročíme hodnotu průrazného blokovacího napětí U (BO). Dovolená strmost nárůstu napětí S Ukrit = du dt D krit se udává v katalozích jako hodnota, která nesmí být překročena(obvykle desítky až stovky V/µs). Hodnotu du D /dt lze zvětšit zapojením odporu mezi řídicí elektrodu a katodu. Strmost du D /dt připojovaného napětí je omezována do přípustných mezi RC členem, řazeným paralelně k tyristoru. Zapínání tyristoru Po přivedení zapínacího impulsu nenastane sepnutí tyristoru okamžitě. Anodový proud protéká nejdříve pouze úzkým kanálem, nacházejícím se v blízkosti řídicí elektrody. Od tohoto místa se vedení proudu postupně šíří do celého průřezu tyristoru. Časový průběh anodového napětí tyristoru při zapínání je uveden na obr. 9. Na časovém průběhu jsou charakteristické následující úseky: Doba zpoždění t d je doba potřebná na vytvoření proudového kanálu. Je rovna časovému intervalu mezi začátkem řídicího impulsu a okamžikem, kdy napětí na tyristoru poklesne na 90 % původní hodnoty, Doba poklesu t p je doba šíření vodivosti v průřezu tyristoru. Je definována jako doba, za kterou poklesne anodové napětí z 90 na 10 % původní hodnoty. Obr. 9 Průběh zapínání tyristoru Zapínací doba tyristoru t gt je definována součtem obou časů. Velikost zapínací doby lze ovlivnit především velikostí proudu i G. Při velkých strmostech nárůstu propustného proudu, kdy proud je soustředěn do okolí řídicí elektrody, mohlo by dojít k místnímu přehřátí přechodu a k poškození tyristoru. Strmost růstu i T je proto omezována na kritickou strmost růstu propustného proudu S Ikrit, která se pohybuje v hodnotách desítek až stovek A/ µs. 10

11 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku S Ikrit = di dt T krit Strmost di T /dt propustného proudu je omezována indukčností větve, v níž je tyristor zapojen. V případě potřeby je indukčnost nutno zvětšit zařazením přídavného reaktoru. Vypínání tyristorů Vypínání tyristorů spočívá v odčerpání nadbytečných nositelů vodivosti z polovodičové struktury tyristoru. Tato podmínka se dosahuje snížením anodového proudu tyristorem pod hodnotu vratného proudu i H na dostatečně dlouhou dobu. Při vypínání tyristorů je nutno rozlišovat dva procesy. Je to jednak proces komutace, charakterizovaný závěrnou zotavovací dobou t rr a komutačním náborem Q r, jednak proces obnovení blokovací schopnosti tyristoru, charakterizovaný vypínací dobou tyristoru t q, která je obvykle mnohonásobně delší, než doba t rr (obr. 10). Vypínací doba t q představuje interval mezi průchodem propustného proudu nulou a okamžikem, ve kterém je již Obr.10 Vypínání tyristoru možno znovu přiložit na tyristor blokovací napětí, aniž by tyristor znovu sepnul. Velikost vypínací doby závisí na velikosti přiloženého závěrného napětí, na vypínaném proudu a teplotě přechodu. U běžných tyristorů dosahuje hodnoty desítek µs. Shrnutí pojmů 1.2. Tyristor je základním řiditelným obvodovým prvkem výkonových polovodičových měničů. Využívá se zejména pro fázové řízení v řízených usměrňovačích střídavých spínačích a regulátorech. Jeho význam v souvislosti s rozšiřováním vypinatelných polovodičových prvků stagnuje. Otázky Co tvoří strukturu tyristoru? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro stav tyristoru v blokovacím režimu? 3. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v blokovacím režimu? 4. Jaké podmínky musí být splněny pro orientaci tyristoru v závěrném a propustném směru? 5. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v závěrném směru? 11

12 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 6. Jaké vlastnosti vykazuje tyristor v propustném směru? 7. Které parametry popisují dynamické parametry tyristoru? 8. Jak probíhá vypínání tyristoru? 9. Jaké ztráty se vytvářejí na tyristoru a za jakých podmínek? 10. Které katalogové parametry diody slouží pro volbu tyristoru do konkrétní aplikace? 1.3. Triak Čas ke studiu: 30 minut Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti a aplikovat triak pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Polovodičová struktura triaku (lze chápat jako obousměrný tyristor), jehož schématická značka spolu s náhradním schématem je na obr. 11, má podobné vlastnosti jako antiparalelně řazené tyristory, takže součástka vykazuje obousměrnou vodivost a existuje u ní pouze blokovací a propustný stav. Orientace výstupních veličin vyplývá z obr. 12. Výstupní voltampérová charakteristika triaku je na obr. 13. Obr.11 Schematická značka a náhradní schema triaku Přechod z blokovacího do sepnutého stavu je pro oba směry proudu řízen společným hradlem G. Řídicí proud tekoucí obvodem G, A1 může být jak kladný tak záporný. Vstupní obvod není však ve všech případech stejně citlivý. Největší proud řídicí elektrody je potřebný při zapínání triaku při záporném u D kladným proudem i G. Zapínání v této variantě proto není doporučováno. Obr.12 Orientace veličin triaku Dynamické parametry triaku, zejména S Ikrit a S Ukrit, jsou ve srovnání s vlastnostmi tyristorů horší. Velmi malá je rovněž odolnost proti přepětí, což vyžaduje v praktických aplikacích značné napěťové předimenzování. 12

13 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Obr.13 Voltampérová charakteristika triaku Shrnutí pojmů 1.3. Triak je řiditelným obvodovým prvkem se symetrickou blokovací charakteristikou pro obě polarity blokovacího napětí, ve kterých je řiditelný. Využívá se zejména pro fázové řízení ve spínačích a regulátorech střídavého proudu malých výkonů, zejména v komerční elektronice (stmívače, regulátory otáček komutátorových motorů, regulace teploty elektrotepelných spotřebičů). Vzhledem k absenci závěrné charakteristiky je málo odolný na vyšší strmosti nárůstu blokovacího napětí, je málo přetižitelný. Otázky Čím je charakteristická struktura triaku? 2. Kterými částmi je tvořena voltampérová chrakteritika triaku? 3. Jaké vlastnosti vykazuje triak v blokovacím režimu? 4. Jak lze řídit triak? 5. Které způsoby řízení triaku se nedoporučují? 6. Pro které aplikace je vhodný triak? 13

14 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 1.4. Tyristor GTO Čas ke studiu: 1 hodina Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti a aplikovat GTO tyristor pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Vypínací tyristor umožňuje, na rozdíl od předchozích typů tyristorů, vypnutí (přechod z propustného do blokovacího stavu) prostřednictvím řídicího signálu. Tímto signálem je proud v obvodu hradla, který má opačný smysl než při zapínání a je také podstatně vetší. Velmi často se u sledované součástky setkáváme s termínem GTO tyristor (gate turn off - hradlem vypínaný). Struktura a princip činnosti Struktura vypínacího tyristorů je podobná struktuře klasického (triodového zpětně závěrného) tyristoru. Princip zapnutí a vedení propustného proudu je také podobný. Vypínací tyristor má, oproti klasickému, mnohem složitější plošné členění vrstev tvořících přechod J3 - obr. 14. Řídící elektroda je tímto členěním rozprostřena do celého průřezu tyristoru. To umožňuje vypnutí tyristoru zavedením proudového impulsu i RG do obvodu hrad1a. Tento impuls má opačný smysl (obr. 14) a je mnohonásobně větší než impuls i FG, jímž se tyristor zapíná. Obr. 14 Struktura a značka GTO tyristoru Provozní vlastnosti Zapnutí (obr. 15), jak již bylo zmíněno, se provádí impulsem i FG v obvodu hradla. Doba zapnutí t GT je definována stejně jako u klasického tyristoru. I u vypínacího tyristoru výrobce omezuje strmost nárůstu propustného proudu pří zapnutí. 14

15 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Rozdíl v zapínacích vlastnostech vyplývá z vysokého stupně plošného členění vrstev tvořících přechod J 3. U klasického tyristoru je délka spínaného rozhraní mezi G a K řádově jednotky cm a amplituda hradlového impulsu je v náročných případech 1 až 2 A. U vypínacího tyristoru je délka spínaného rozhraní mezi G a K cca o dva řády větší (až jednotky m). Kdybychom zde měli zapínacím impulsem zajistit stejnou hustotu řídícího signálu na sledovaném rozhraní jako u klasického tyristoru, museli bychom použit zapínací impuls s amplitudou I FG až stovky A. v praxi se volí I FG jen asi 10 A, takže i přesto, že se u GTO tyristorů neuplatňuje jev rozšiřování vodivosti od hradla (neboť to je rozprostřeno v celém průřezu), vychází zapínací doba t gt, ve srovnání s klasickým tyristorem, poněkud větší. Obr. 15 Zapínání GTO tyristoru Propustný stav GTO tyristoru je plošným členěním na přechodu J3 ovlivněn též nepříznivě, skutečná vodivá plocha činí v důsledku členění jen o málo více než 1/3 celkové plochy čipu. V porovnání s klasickým tyristorem vychází pak, při stejně ploše čipu, proudová zatížitelnost méně než poloviční. Na základě hlubší analýzy by bylo možné vysvětlit i další nepříznivý důsledek členění na přechodu J 3, totiž poměrně velké hodnoty vratného (I H ) a přídržného (I L ) proudu (až několik A). Aby z příčiny velkých hodnot zmíněných parametrů nedocházelo k nežádoucím přerušováním propustného proudu při provozu, volí se zapínací impuls ve tvaru podle obr.15: V intervalu o něco delším než je t gt má proud i fg velikost I FG = 10 A a v intervalu požadovaného propustného stavu se i fg udržuje na hodnotě cca 2 A.. Vypnutí GTO tyristoru (obr. 16).začíná nárůstem vypínacího hradlového impulsu i RG.Propustný proud zprvu, během doby přesahu t gs, klesá velmi pomalu. Rychlejší pokles pak následuje až v době poklesu t gf. Celková vypínací doba t gq je dána součtem obou zmíněných dob: t gq = t gs + t gf. 15

16 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Pro dimenzování řídících obvodů je důležitou hodnotou velikost náboje Q GQ (obr. 16), který je třeba v průběhu vypínací doby odčerpat z hradlové vrstvy (z vrstvy mezi přechody J 2 a J 3 ). Hradlový impuls i RG se zpravidla vytváří vybitím kondenzátoru, který je součástí koncového stupně řídícího obvodu. Před každým vybitím zřejmě musí kondenzátor, s určitou rezervou, disponovat nábojem Q GQ. Podstatným problémem je dosažení poměrně vysoké (minimálně 20 až 30 A/µs) strmosti nárůstu hradlového proudu. Zmíněný kondenzátor a i celá příslušná část hradlového obvodu musí proto vykazovat minimální možnou indukčnost. Na strmosti nárůstu hradlového proudu podstatně závisí vypínací doba, ale je na ní závislá i maximální hodnota hradlového proudu I RG, neboť honota Q GQ je prakticky konstantní (obr. 16). Velikost vypínatelného proudu I T ]e na velikosti I RG a tím i na strmosti nárůstu hradlového proudu závislá. Charakteristickým parametrem, který tuto závislost vystihuje je tzv. vypínací zisk: IT Goff = ( = 3 až 4) I RG Po odčerpáni náboje Q GQ z hradlové vrstvy dochází k vytváření prostorového náboje na přechodu J 2. S tímto procesem je spojen pozvolný pokles proudu v intervalu t tq. Tvar průběhu tohoto proudu připomíná "liščí ohon". Hodnota proudu na začátku pozvolného poklesu Je proto v některých pramenech označována I TAIL (tail - ocas). Na obr. 16 je na tomto místě použita značka I TQ. 16

17 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Obr. 16 Vypínání GTO tyristoru V průběhu vytváření závěrných vlastností přechodu J 2 je třeba omezovat strmost nárůstu blokovacího napětí na tyristoru (aby nedošlo k opětnému průrazu právě se zotavujícího přechodu J 2 a tím k opětnému nežádoucímu zapnutí), provádí se to tzv., odlehčovacím obvodem (obr. 16a), jehož podstatnou součástí je zřejmě kapacita, vyznačená na obrázku čárkovaně. Je třeba dodat,že omezení strmosti nárůstu blokovacího napětí také vede k omezeni vypínacích ztrát, k nimž oblast t tq podstatně přispívá v důsledku poměrně velké hodnoty doznívajícího proudu tyristoru. Sedlo v průběhu u D, které vzniká po uplynutí vypínací doby, je důsledkem působení parazitních indukčností odlehčovacího obvodu. Totiž strmý pokles proudu i T tyristoru v intervalu t gt a indukčnost L větve vypínaného tyristoru jsou příčinou velké strmosti nárůstu proudu i O odlehčovacího obvodu. Napět í U DP vyznačené na obr. 16b, je pak určeno vztahem = di O U DP L + O = LDP + dt DP u u u O 17

18 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku v němž část u LDP je napětí na parazitních indukčnostech odlehčovacího obvodu v okamžiku dosažení hodnoty u DP a u O jsou ostatní složky napětí na odlehčovacím obvodu. Po uplynutí vypínací doby dochází ke skokovému zmenšení strmosti poklesu vypínaného proudu a tedy též ke skokové změně strmost i nárůstu i O. Napětí u LDP tím prakticky zmizí a právě tím vzniká sedlo v průběhu u D.V následujícím intervalu se u odlehčovacího obvodu projevuje především jeho kapacita. Proud i O (= I - i T ) je přibližně konstantní, takže napětí na kapacitě odlehčovacího obvodu, a tím i na tyristoru, zhruba lineárně narůstá. velikostí kapacity odlehčovacího obvodu je určena strmost nárůstu blokovacího napětí. Zbývá dodat, že vedle omezování strmosti nárůstu blokovacího napětí se ještě u vypínacích tyristorů potlačuje citlivost na nežádoucí sepnutí připojením vnějšího odporu mezi hradlo a katodu nebo, častěji, přiložením napětí u RG = 5 V mezi hradlo a katodu po celou dobu zatížení tyristoru blokovacím napětím. Selhání vypínacího procesu může nastat, je-li vypínán proud převyšující výrobcem stanovenou vypínatelnou hodnotu, ale také tehdy, Je-li aplikován nedokonalý vypínací impuls - např. s malou strmostí nárůstu a v souvislosti s tím (viz obr. 17) i se zmenšenou maximální hodnotou I RG. To lze vysvětlit takto: Propustný proud tyristoru je v důsledku členění na přechodu J 3 rozdělen na značné množství (několik set) paralelních cest. Tyto cesty, respektive dílčí tyristorové elementy, nejsou všechny ideálně stejné. Při malé strmostí nárůstu hradlového proudu mají čas některé nejpomalejší elementy převzít proud od elementů rychlejších. Zmenšená maximální hodnota hradlového proudu I RG již pak nestačí na přerušení tímto způsobem zvýšených lokálních proudů. Vypínací proces tedy selže a vlivem lokálního přetížení může případně dojít í ke zničení součástky. Obr. 17 Selhání vypínacího procesu Symetrický a asymetrický vypínací tyristor Symetrický typ je v blokovacím i závěrném směru zatížitelný stejným napětím. Asymetrický typ je v závěrném směru zatížitelný mnohem menším napětím (jen asi 20 až 50 V) než ve směru blokovacím. Více je rozšířen asymetrický typ. Jsou u něho také snáze dosažitelné velmi dobré provozní parametry. Zatížitelnost - provozní parametry Napěťová zatížitelnost je udávána stejnými parametry jako u klasických tyristorů. Asymetrické typy se vyrábí pro opakovatelné blokovací napětí (U DRM ) až 5000 V. 18

19 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Proudová zatížitelnost i přetížitelnost se udává prostřednictvím parametrů I TAV a I TSM které mají zcela stejný význam jako u klasických tyristorů. Asymetrické typy se vyrábí se zatížitelností až 3000 A. Vypínatelné hodnoty proudu se udávají dvěma parametry: I TQRM je maximální opakovatelná hodnota vypínatelného proudu, který je tyristor schopen opakovaně (periodicky) vypínat, a I TQM je neopakovatelná maximální hodnota vypínatelného proudu, tj. proudu, který je tyristor schopen vypnout jen jednorázově. Hodnota I TQRM bývá více než dvojnásobkem velikosti I TAV a hodnota I TQM bývá ještě asi o 30% vyšší. Je třeba zdůraznit, že na rozdíl od klasických tyristorů, bývá u tyristorů GTO na místě typové hodnoty proudu v katalozích udávána hodnota I TQRM. Náboj Q GQ charakterizující vypínací proces, běžně přesahuje hodnotu 1000 µc. Vypínací zisk G off bývá 3 až 4. Dynamické parametry charakterizuje především vypínací doba t tq.bývá 15 až 30 µs. Poměrné velké vypínací ztráty omezují spínací kmitočty GTO tyristorů na cca 1000 Hz. Shrnutí pojmů 1.4. GTO tyristor je vypínatelná součástka blízká klasickému tyristoru. Používá se v měničích pro nejvyšší výkony, jako jsou např. měniče pohonů lokomotiv. Otázky Proč je možné GTO tyristor vypnout záporným impulzem hradla? 2. Jaký je poměr mezi zapínacím a vypínacím impulzem? 3. Jaký tvar a z jakého důvodu musí mít zapínací impulz? 4. Jak probíhá vypínání GTO tyristoru? 5. Za jakých podmínek může selhat vypínací proces? 6. Jaké jsou dynamické parametry GTO tyristoru? 19

20 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 1.5. Tyristor IGCT Čas ke studiu: 45 minut Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti IGCT pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Součástka IGCT (Integrated Gate-Commutated Thyristor) je v podstatě velmi tvrdě komutovaný" (tj. extrémně rychle vypínaný) vypínací tyristor GTO. Je to právě rychlost vypínacího procesu, kterou se součástky GTO a IGCT navzájem liší. Zde je třeba uvést, že součástka IGCT je složena ze dvou základních částí: z tyristorové struktury GCT (která je umístěna v pastilkovém pouzdru obdobně jako součástka GTO) a z řídicího obvodu, ke kterému je pastilka GCT připojena co nejtěsněji, tedy k němuž je integrována ; odtud první slovo v názvu součástky. Je tomu tak proto, že pro řádnou funkci GCT musí být strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu I RG extrémně vysoká, a proto vlastní (parazitní) indukčnost zdroje řídicích vypínacích impulsů, včetně přívodů, musí být snížena na proveditelné minimum. Tyristorová struktura polovodičových součástek GTO a GCT zůstává v principu stejná, a proto lze základní vlastnosti obou součástek vystihnout stejným dvoutranzistorovým náhradním zapojením podle obr. 18. U součástky IGCT se však vypínací řídicí proud I RG zvětšuje tak strmě, že - zjednodušeně řečeno - dříve, než se výrazně změní rozložení nábojů na jednotlivých přechodech tyristorové struktury, je celý anodový proud I A skokově převeden do řídicí elektrody G (tedy je komutován řídicí elektrodou", viz nezkrácený anglický název součástky). Tím je spodní tranzistor VT1 (tj. N1P2N2) v podstatě skokově vyřazen a vypínání součástky GCT je převedeno na vypnutí horního tranzistoru VT2 (IJ.P1N1P2). Toto je právě principiální rozdíl oproti způsobu, kterým vypíná součástka GTO. Jinými slovy: extrémní strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu di RG /dt způsobí, že vypínaná tyristorová struktura GCT je nejdříve převedena na tranzistorovou strukturu (P1N1P2) a teprve potom následuje vypnutí tohoto tranzistoru. Proto - oproti GTO - má struktura GCT při vypínání tyto důležité přednosti: je vyloučena tzv. filamentace a problémy s ní spojené, není omezena strmost nárůstu blokovacího napětí (parametr dv D /dt), není zapotřebí odlehčovací sítě (tedy kondenzátoru C s a obvodů k němu připojených), jsou zmenšeny vypínací ztráty. Kromě toho je významně zkrácena vypínací doba. Znamená to, že součástka IGCT v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (malý propustný úbytek, malé ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, resp. součástky IGBT (výhodný způsob vypínání bez odlehčovací sítě). Popsaný způsob vypínání součástky IGCT ilustrujme nyní na reálném příkladu. Celý anodový proud I a musí být převeden do řídicí elektrody G za dobu nejvýše 1 us; za tuto dobu musí tedy katodový proud I k zaniknout. Je tedy zřejmé, že nezbytná strmost nárůstu řídicího vypínacího proudu di RG /dt závisí na parametru I TGQM (největší vypínatelný proud součástky). Jako příklad uvažme I TGQM = A. Řídicí vypínací proud musí potom narůstat se strmostí di RG /dt > A/us. Velká obtížnost realizace zdroje takových řídicích impulsů vyplývá z toho, že uvedené strmosti musí být dosaženo pomocí relativně nízkého řídicího vypínacího napětí V GK = -20 V. Odtud dostáváme přísný požadavek na přípustnou velikost indukčnosti celého obvodu, kterým prochází řídicí vypínací proud I RG (tedy včetně pastilkového pouzdra s GCT); v uvažovaném příkladu 20

21 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku vychází L σ > 6 nh. Nízká hodnota napětí V GK vyplývá z požadavku neohrozit přechod J3 (P2N2) závěrným průrazným napětím. Ve vrstvě N2 je totiž velká koncentrace difundovaných donorů (pro dosažení vysoké hodnoty vstřiku α n I K, což je důležité pro zapnutí součástky) a v důsledku toho je závěrné průrazné napětí přechodu P2N2 nízké. Pro srovnání ještě uveďme, že v uvažovaném příkladu by u součástky GTO byl parametr di RG /dt asi 60krát nižší. Obr. 18 Struktura a náhradní zapojení GTO a IGCT Součástku IGCT vyvinula firma ABB SEMICONDUCTORS, AG (Lenzburg, Švýcarsko) v roce Od té doby je stále zdokonalována. Příklady průběhu napětí a proudů při vypínání součástky GTO a GCT jsou uvedeny na obr br. 19 Průběhy napětí a proudů při vypínání GTO (vlevo) a IGCT Porovnání součástek IGCT se součástkami IGBT pro použití v měničích Pro stavbu moderních polovodičových měničů jsou v současné době k dispozici především již rozšířené výkonové součástky IGBT a v poslední době také součástky IGCT. Při zjednodušeném porovnání, které zde uskutečníme, budeme uvažovat napěťový střídač se spínací frekvencí součástek do 1 khz. Nebudeme uvažovat ani sériové, ani paralelní řazení součástek. Nejdříve uveďme výhodnou inherentní vlastnost součástek IGBT omezovat zvětšující se poruchový proud (obdobně jako je tomu u bipolárních tranzistorů), kdy pracovní bod opustí nasycenou oblast, čímž prudce vzroste napěťový úbytek na součástce. Větší ztráty samozřejmě součástce umožní setrvat v aktivní oblasti jen po asi 10 21

22 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku ms; to je však dostatečně dlouhá doba pro zjištění (detekování) poruchového proudu a jeho regulérní vypnutí signálem do řídicí elektrody. Tyristorové struktury, tedy ani GCT, tuto výhodnou inherentní vlastnost vytvořit časovou rezervu pro příchod vypínacího impulsu nemají. Vcelku však pro stavbu střídače vycházejí výhodněji součástky IGCT, neboť: součástky IGCT jsou konstrukčně výrazně jednodušší, robustnější, a proto zřejmě i spolehlivější. Přestože v poslední době bylo u IGBT dosaženo významného pokroku tím, že pájené spoje byly nahrazeny přítlakem, zůstává trvalou nevýhodou nutnost sestavovat výkonové součástky IGBT paralelním řazením mnoha čipů; součástky IGCT mají menší propustný úbytek, a tím i menší ztráty v sepnutém stavu. Ve ztrátách celého napěťového střídače však mají značné zastoupení ztráty v antiparalelních diodách (ať už jsou připojeny k IGCT nebo k IGBT), takže celkové ztráty střídače se součástkami IGCT nebudou pronikavě menší. Lze např.odhadnout, že v trakčním napěťovém střídači (podle časového zastoupení rekuperačního chodu, kdy je proud v antiparalelních diodách výrazně větší než ve strukturách GCT) se součástkami IGCT klesne celková zmařená energie v průměru na 80 % až 90 % velikosti,kterou by měla ve střídači se součástkami IGBT; významnou předností součástek IGCT - zvláště v drsných pracovních podmínkách střídače jsou jejich vysoké hodnoty parametru I 2 t a neopakovatelného špičkového propustného proudu I TSM - Součástky IGBT z principu své tranzistorové struktury nemohou takové parametry vykazovat. Tato skutečnost umožňuje chránit celý střídač se součástkami IGCT běžnou rychlou, tzv. polovodičovou pojistkou (F). IGCT i IGBT mohou pracovat bez odlehčovacích obvodů pro vypínání. Jsou-li však tyto obvody použity, zvýší se tím vypínací schopnost obou typů součástek. Shrnutí pojmů 1.5. IGCT je součástka, která vznikne těsným konstrukčním spojením GTO tyristoru a jeho řídicího obvodu. Dosáhne se tím extrémní strmosti vypínacího proudu, která je nutná pro rychlé a spolehlivé vypnutí. Součástka IGCT v sobě slučuje hlavní výhody tyristoru (malý propustný úbytek, malé ztráty propustným proudem) s výhodami tranzistoru, resp. součástky IGBT (výhodný způsob vypínání bez odlehčovací sítě). Otázky V čem se liší GTO a IGCT tyristor? 2. Jaké výhody má IGCT oproti GTO při vypínání? 22

23 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku 1.6. Bipolární výkonový tranzistor Čas ke studiu: 1 hodina Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti bipolárního výkonového tranzistoru pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Vývoj výkonových vysokonapěťových tranzistorů a růst jejich technických parametrů umožňil jejich užití při návrhu a konstrukci nových typů polovodičových řiditelných měničů menších a středních výkonů, kde nahradily do té doby převážně užívané tyristory. Tranzistory bipolární jsou v současnosti využívány v polovodičových měničích ojediněle. Jako spínače jsou polovodičových měničích využívány výhradně tranzistory typu NPN. Voltampérové charakteristiky tranzistoru v zapojení se společným emitorem Ve výkonových aplikacích je užíváno téměř výhradně zapojení se společným emitorem (obr. 20a) a význam má zejména výstupní charakteristika tranzistoru, představující závislost I C = f (U CE ), měřená při konstantním proudu báze I B (obr. 20b). Obr. 20 Příklad voltamperové charakteristiky bipolárního tranzistoru Kladným proudem báze lze při zadaném U CE řídit proud tekoucí kolektorem tranzistoru. Podle vybuzení může tranzistor pracovat v přesyceném stavu, v nasyceném stavu, v aktivním stavu, případně ve stavu uzavřeném. V nasyceném stavu při daném proudu kolektoru I C, který je určen zátěží, vzniká mezi kolektorem a emitorem úbytek napětí označený jako saturační napětí kolektoru U CEsat. Je to charakteristický parametr udávaný v katalozích při jedné nebo více hodnotách proudu kolektoru a proudu báze. Podobným způsobem je určeno i saturační napětí báze U BEsat. Saturační napětí U CEsat je důležitým parametrem spínacích tranzistorů, neboť udává úbytek napětí na sepnutém tranzistoru. Velikost tohoto napětí s rostoucím proudem kolektoru roste a jeho velikost při daném I C s rostoucím buzením tranzistoru, t.j. s rostoucím proudem báze I B klesá. 23

24 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Stupeň buzení tranzistoru je proto charakterizován poměrem, který je obecně definován jako statický proudový zesilovací činitel h 21E. Protože však je proud kolektoru určen převážně velikostí zátěže, hovoříme v oblasti saturace o tzv. vnuceném proudovém zesílením C B = I I B Závislost saturačních napětí U BE, U CE a proudu I C měřená při zvoleném I B = konst. je uvedena na obr. 21. Obr. 21 Závislost saturačního napětí na proudu kolektoru Napětí U CE sat s růstem kolektorového proudu nad jmenovitou hodnotu při daném B prudce narůstá. Toho se využívá pro činnost nadproudových ochran tranzistorových spínačů. Podobným způsobem se chová i napětí U BE sat. Obvod báze tranzistoru musí být proto buzen zdrojem konstantního proudu. Při buzení zdrojem konstatního napětí by vlivem rostoucího protinapětí U BE sat proud báze klesal, takže by došlo by k odbuzení tranzistoru, narůstu napětí U CE, a tím i ke zvětšení ztrátového výkonu tranzistoru. Dostatečné vybuzení tranzistoru je důležitou podmínkou bezporuchové funkce tranzistorového spínače. Nasycený stav tranzistoru je z jedné strany vymezen mezní čárou nasycení (obr.20b), udávající nejmenší dosažitelné saturační napětí kolektoru při určitém proudu I C. Další zvyšování proudu báze I B již nevede k poklesu saturačního napětí a tranzistor pracuje v přesyceném stavu. Z druhé strany je nasycený stav vymezen tzv. mezi nasycení, určující přechod do aktivního stavu tranzistoru. V aktivním stavu je napětí U CE >U BE, v nasyceném stavu (obr. 21) je naopak U BE >U CE. Mezi nasycení odpovídá tedy podmínka U CB = 0, kdy U BE = U CE. Sepnutí na mezi nasycení je u tranzistorových spínačů nejvýhodnější. Tranzistor má dosud malé saturační napětí a má přitom výhodné dynamické vlastnosti při vypínání. Aktivní oblast je využívána při práci tranzistoru jako zesilovače. Nejdůležitějším charakteristickým parametrem tranzistoru je proudový zesilovací činitel h 21E. Je to poměr proudu kolektoru I C k proudu báze I B, měřený buďto pro dané napětí mezi kolektorem a emitorem, nebo pro daný proud emitoru. Typický průběh této závislosti udávaný v katalozích výkonových tranzistorů je nakreslen na obr. 22. Zesilovací činitel v oblasti malých proudů tranzistoru nejdříve narůstá. Při určitém proudu, který je vždy nižší než největší přípustný proud, nastává pokles proudového zesilovacího činitel. Při návrhu tranzistorových spínačů je nutno proto uvažovat hodnotu h 21E platnou pro největší spínané proudy. U spínacích tranzistorů však pracuje tranzistor v aktivní Obr. 22 Průběh proudového zesilovacího činitele bipolárního tranzistoru oblasti pouze v přechodných dějích při zapínání a vypínání spínače. Do oblasti uzavřeného stavu přechází tranzistor při nulovém proudu báze I B = 0 (viz obr. 20). Proud kolektoru na této charakteristice se označuje jako zbytkový proud I CE0. Udává se jako proud, který protéká kolektorem při daném napětí U CE a při nulovém proudu báze (I B = 0). Zbytkový proud je důležitým parametrem zejména u spínacích tranzistorů, neboť hodnotí kvalitu rozepnutí spínače. 24

25 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Zatížitelnost tranzistoru Nejdůležitější charakteristikou pro výběr tranzistoru je dovolená pracovní oblast. Udává mezní hodnoty I C v závislosti na napětí U CE při propustně pólovaném přechodu báze emitor. Práce tranzistoru v dovolené pracovní oblasti je důležitou podmínkou spolehlivé funkce navrhovaného zařízení (měniče). Dovolená pracovní oblast tranzistoru je naznačena na obr. 23. Proudovou zatížitelnost určuje přímka omezující pracovní oblast shora udávající největší přípustný proud kolektoru I Cmax. Většina výkonových tranzistorů připouští zvětšení mezního proudu při práci v impulsním režimu na hodnotu I CM max. Obr. 23 Dovolená pracovní oblast tranzistoru Napěťovou zatížitelnost v propustném směru určuje přímka omezující dovolenou pracovní oblast zprava, udávající nejvyšší přípustné napětí U CE0max určené při nulovém proudu báze. Toto napětí je většinou menší než největší přípustné napětí U CB0 max přechodu kolektor báze tranzistoru (měřené při nulovém proudu emitoru). Při záporném předpětí báze a nulovém proudu kolektoru se přípustná hodnota napětí mezi kolektorem a emitorem zvyšuje a obvykle dosahuje hodnoty blízké U CB0max. Záporné předpětí je určeno největším přípustným napětím mezi emitorem a bázi (v závěrném směru) U EB0 max, platným při nulovém proudu kolektoru. Velikost tohoto napětí je u křemíkových tranzistorů malá a dosahuje hodnoty 5 až 7 V. Na rozdíl od diody lze tranzistor namáhat pouze napětím propustného směru. Při závěrné polaritě napětí by došlo k proražení přechodu báze emitor, a tím ke zničení tranzistoru. Dovolená pracovní oblast je dále omezena přímkou konstantního výkonu P max (obr.23). Ztrátový výkon vznikající při provozu tranzistoru nesmí způsobit oteplení přechodů nad maximální přípustnou hodnotu ϑ j max, udávanou v technických podkladech tranzistorů jako mezní parametr (hodnotu 125 C až 200 C). Hodnota P max je udávána pro specifikovanou referenční teplotu pouzdra (obvykle 25 C). Při praktickém provozu tranzistoru bude teplota pouzdra vždy větší než teplota referenční. Tranzistory je nutno proto chladit a v praxi je nutno počítat se snížením hodnoty ztrátového výkonu. V oblasti vyšších napětí U CE při nenulovém proudu I C je přípustný ztrátový výkon redukován s ohledem na možnost tzv. druhého průrazu. Ke druhému průrazu může dojít i při poměrně nízké úrovni ztrátového výkonu, když tranzistor vede proud při poměrně vysokém U CE. K tomuto jevu dochází především při vypínání odporově induktivní zátěže tranzistorovým spínačem. Dynamické vlastnosti tranzistoru V katalozích výkonových tranzistorů se jako dynamické parametry udávají spínací časy tranzistorového spínače. Charakteristický průběh proudu kolektoru i C (t) a proudu báze při zapínání a vypínání tranzistoru je na obr. 24. Na obrázku je naznačena zapínací doba tranzistoru t on, sestávající z doby zpoždění t d a doby nárůstu t r. Vypínací doba t off obsahuje dobu přesahu t s a dobu poklesu t f. Dynamické parametry jsou ovlivňovány řadou faktorů. Velikost zapínací doby t on se snižuje především s rostoucím buzením tranzistoru. Proto je při zapínání tranzistorového spínače buzen tranzistor zvýšeným proudem I B1. Vypínání tranzistoru se provádí obvykle přivedením záporného proudu I B2, což snižuje především dobu přesahu t s. Dobu t s ovlivňuje rovněž stupeň sycení tranzistoru před jeho vypínáním. Proto je vhodné u sepnutého spínače snižovat proud báze I B v závislosti na proudu I C tak, aby tranzistor pracoval na mezi nasycení U CB = 0, kdy doba t s dosahuje nejmenší hodnoty. 25

26 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Obr. 24 Průběhy zapnutí a vypnutí tranzistoru Nepříznivým důsledkem dynamických jevů je vznik zapínacího a vypínacího ztrátového výkonu, který dosahuje značných hodnot a omezuje frekvenci spínání tranzistorových spínačů řádově do rozsahu několika khz. Integrované Darlingtonovy tranzistory Značnou nevýhodou bipolárních tranzistorů větších výkonů jsou poměrně malé hodnoty proudového zesilovacího činitele, což vyžaduje buzení tranzistoru velkými proudy báze. Proto koncové budicí stupně výkonových tranzistorů využívají často známého Darlingtonova zapojení. Výrobci výkonových tranzistorů dodávají takto zapojené tranzistory ve společném pouzdře. Principiální schéma integrovaného Darlingtonova tranzistoru je na obr. 25. Vstupní budicí tranzistor T1 pracuje jako Obr. 25 Darlingtonovo zapojení tranzistoru emitorový sledovač, jehož zátěž tvoří vstupní a) principiální schéma odpor hlavního tranzistoru T2. Zapojení má proto b) příklad skutečného schéma zapojení vyšší proudové zesílení než samotný výkonový v bezpotenciálovém modulu tranzistor a pro sepnutí tranzistoru stačí menší vstupní proud. To zjednodušuje návrh budicího stupně tranzistorového spínače. Saturační napětí Darlingtonova tranzistoru je dáno součtem saturačního napětí U CEsat tranzistoru budiče a napětí U BEsat výstupního tranzistoru a je proto vyšší než saturační napětí samotného výkonového tranzistoru. Pro zlepšení tepelné stability a dynamického chování jsou užity integrované odpory a dioda D1 umožňující vypínání tranzistoru T2 záporným proudem báze a přivedení záporného napětí na bázi T2 při práci v uzavřeném stavu. Darlingtonovy tranzistory jsou mimo to často vybavovány přídavnou diodou D2, která chrání tranzistor před změnou polarity napětí U CE a zároveň slouží jako zpětná dioda užívaná v mnoha zapojeních měničů. 26

27 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Shrnutí pojmů 1.6. Bipolární výkonový tranzistor v nedávné minulosti splnil úlohu vypínatelného polovodičového spínače pro použití ve výkonových měničích. Zajištění pracovních podmínek ve výkonovém i řídicím obvodu však přinášelo mnohé problémy (omezená dovolená pracovní oblast, sekundární průraz, řízení proudu báze v závislosti na proudu zátěže, optimalizace vypínání), které velmi prodražovaly reálné provedení měničů. Proto je v současnosti bipolární tranzistor nahrazován spínači na bázi unipolárních technologií, zejména spínači s IGBT. Otázky Jaké tranzistory jsou využívány ve výkonové elektronice? 2. Jaké podmínky musí být splněny pro tranzistor v nasyceném stavu? 3. Co vyjadřuje stupeň buzení tranzistoru? 4. Jaký je vztah mezi stupněm buzení tranzistoru a jeho proudovým zesilovacím činitelem h 21E? 5. Jaké nejvyšší napětí můžeme připojit na tranzistor v rozepnutém stavu? 6. Proč musíme respektovat dovolenou pracovní oblast tranzistoru? 7. Které parametry popisují dynamické parametry tranzistoru? 8. Jak probíhá zapínání a vypínání tranzistoru? 9. Pro jaké spínací kmitočty lze bipolární výkonové tranzistory používat? 10. V čem spočívají výhody a nevýhody použití Darlingtonova zapojení tranzistorového spínače? 1.7. Tranzistory řízené elektrickým polem Čas ke studiu: 1 hodina Cíl Po prostudování tohoto odstavce budete umět Výklad popsat vlastnosti a aplikovat tranzistory FET pomocí měření vyhodnotit jeho vlastnosti Hlavní (kolektorový) proud každého unipolárního tranzistoru prochází buď jen polovodičem P nebo jen polovodičem N - tedy jen polovodičem s Jedním typem vodivosti. Podle toho jsou rozlišovány tranzistory - s kanálem N - s kanálem P 27

28 Vlastnosti součástek pro výkonovou elektroniku Jak je z dalšího patrné, je průchod proudu kanálem řízen intenzitou elektrického pole. Proto je velmi často pro unipolární tranzistory používán termín tranzistory řízené polem (field effect transistors) se zkratkou FET. Prakticky existují dvě možnosti, jak nechat elektrické pole působit na proudový kanál - buď přes závěrnou vrstvu přechodu nebo přes zvláštní izolační vrstvu. Podle toho se rozeznávají J FET (junction FET) = FET s přechodovým hradlem IG FET (insulated gate FET) = FET s izolovaným hradlem Výkonové J FET využívají specielně upravenou strukturu, kterou v podstatě tvoří tisíce jednotlivých tranzistorů spojených paralelně. Do výkonů přesahujících hladinu např. výkonových stupňů nízkofrekvenčních zesilovačů však nepronikly. Základní vlastnosti IG FET U unipolárních tranzistorů s izolovaným hradlem je hradlo od ostatních částí polovodičové struktury odděleno izolací. Tu tvoři vrstva oxidu. Proto se často pro tyto tranzistory používá označení MOS FET (metal - oxid - semiconductors). Izolační vrstva podstatně zvyšuje vstupní odpor. Dosahuje se hodnot až Ω. Obr. 26 IGFET ochuzovací Sledovaný tranzistor má tři elektrody; Zdrojovou elektrodu S (source - zdroj), která je analogií emitoru u bipolárního tranzistoru a také se někdy označuje E, dále sběrnou elektrodu D (drain - odtok), která je analogii kolektoru bipolárního tranzistoru a také se někdy označuje C a konečné hradlo G (gate - hradlo), které odpovídá bázi bipolárního tranzistoru a také se případně označuje B. Rozlišovány jsou dva typy IG FET ochuzovací a obohacovací. Ochuzovací typ Půchod proudu kanálem N je zde ovlivňován jednak závěrným napětím PN přechodu a jednak napětím u GS. Závěrně napětí PN přechodu je určeno úbytkem napětí při průchodu kolektorového proudu kanálem N. S nárůstem tohoto úbytku dochází ke zvětšování nevodivé vrstvy PN přechodu (vyznačené na obr. 26 tečkovaně) a tím ke zužováni vodivé části kanálu. Proto také při dosažení určité hranice kolektorového proudu dochází k uzavření kanálu a napětí na tranzistoru u DS začne prudce stoupat. Zmíněnou hranici proudu určuje opět napětí u GS. Je-li toto napětí záporné, vypudí se z oblasti G záporné nosiče náboje(vyznačeno také tečkovaně), takže k uzavření kanálu dojde, vlivem "ochuzení" kanálu o záporné náboje, při menším proudu kolektoru. Obohacovací typ představuje struktura, která je, pro variantu s kanálem N, zjednodušeně naznačena na obr. 27. Princip spínáni se zde poněkud odlišuje od předchozích typů. Je-li u DS > 0 a u GS = 0, 28