Radiační odolnost výkonových součástek na bázi SiC

Diplomová práce F3 České vysoké učení technické v Praze Fakulta elektrotechnická Katedra mikroelektroniky Radiační odolnost výkonových součástek na bázi SiC Stanislav Popelka Květen 2013 Vedoucí práce: prof. Ing. Pavel Hazdra, CSc

Poděkování Rád bych poděkoval prof. Ing. Pavlu Hazdrovi, CSc. za pomoc při identifikaci vlivu ozáření na studované struktury a za cenné rady při psaní této závěrečné práce. Dále bych rád poděkoval Ing. Vítu Záhlavovi, CSc. za pomoc při návrhu desek plošných spojů k navržené metodě měření. Také bych rád poděkoval Ing. Jánu Milčákovi a Ing. Michalu Košťálovi z CV Řež s.r.o. za pomoc při návrhu experimentu a následné konzultaci. Na závěr bych rád poděkoval Michaele Slováčkové za jazykovou korekturu této práce a Markovi Popelkovi, že je to na tolik hodný kojenec, že tato práce vůbec mohla vzniknout. / Prohlášení Prohlašuji, že jsem předloženou práci vypracoval samostatně a že jsem uvedl veškeré použité informační zdroje v souladu s Metodickým pokynem o dodržování etických principů při přípravě vysokoškolských závěrečných prací. V Praze dne 9. 5. 2013... iii

Abstrakt Tato práce se zabývá studiem vlivu neutronového záření na MPS Schottky diody na bázi karbidu křemíku. V rámci práce byla navržena a realizováná metoda pro dynamické měření statických závěrných charakteristik výkonových součástek a identifikován vliv neutronů na studovanou strukturu. Na závěr byl navržen a implementován SPICE model s možností simulovat činnost součástky v prostředí se zvýšenou radiací. / Abstract This thesis deals with an effect of neutron irradiation on MPS Schottky diodes based on silicon carbide. A method for dynamic characterization of static reverse characteristics of power devices was designed and realized. An impact of neutrons irradiation on the diode was also identified and a SPICE model was implemented to simulate an activity of the components in an environment with increased radiation. iv

Obsah / 1 Úvod...1 1.1 Historie a přehled...1 1.2 Fyzikální vlastnosti SiC...2 1.2.1 Mechanické a chemické vlastnosti...2 1.2.2 Elektrické vlastnosti...2 1.2.3 Tepelné vlastnosti...2 1.2.4 Shrnutí...2 1.3 Vliv ozáření na polovodiče...3 1.3.1 Druhy radiačního poškození...3 1.3.2 Krystalové poruchy...3 1.3.3 Ionizace...4 1.4 Neutronové záření a jeho vliv na SiC...4 2 Součástky na bázi SiC...6 2.1 PIN dioda...6 2.2 SBD dioda...6 2.3 MPS dioda...7 2.4 MOSFET tranzistor...8 2.5 J-FET tranzistor...8 3 Popis a návrh experimentu... 10 3.1 Postup při ozařování... 10 3.2 Popis ozařované struktury... 12 4 Dynamické měření závěrných charakteristik... 13 4.1 Princip metody... 13 4.1.1 Korekce naměřených dat... 14 4.2 Realizace metody... 14 4.2.1 Obvodová realizace... 15 4.2.2 Programová obsluha metody... 16 4.2.3 Nastavení měřících přístrojů... 17 4.2.4 MATLAB skript... 18 4.3 Kalibrace metody... 19 4.4 Srovnání... 20 4.5 Výhody a nevýhody navržené metody... 22 5 Vliv neutronů na ozařovanou strukturu... 23 5.1 Propustná charakteristika... 23 5.1.1 Výsledky... 24 5.2 Závěrná charakteristika... 29 5.2.1 Výsledky... 30 6 SPICE model MPS diody... 32 6.1 Popis modelu... 32 6.1.1 Propustná charakteristika... 32 6.1.2 Závěrná charakteristika.. 33 6.1.3 Teplotní závislost... 34 6.1.4 Úprava modelu... 34 6.1.5 Vliv neutronového záření... 35 6.2 Implementace a kalibrace modelu... 35 6.3 Simulace... 39 7 Závěr... 42 Literatura... 43 A Zadání práce... 45 B Katalogový list C2D05120A... 47 C Deska plošného spoje... 51 D Obsah přiloženého CD... 53 v

Tabulky 1.1. Porovnání Si vs. SiC...3 1.2. Rozdělení neutronů...5 3.1. Rozdělení diod do jednotlivých skupin... 10 3.2. Obdržené dávky neutronů... 11 5.1. Odečtené parametry diod... 24 5.2. Emisní koeficient a rychlost nárůstu... 26 5.3. Relativní změna vodivosti diod... 26 5.4. Absolutní změna vodivosti diod... 26 5.5. Vodivost a koeficient degradace... 27 5.6. Odečtené koncentrace... 28 5.7. Koncentrace a rychlost degradace... 29 5.8. Průrazná napětí... 31 6.1. Parametry modelu... 36 / Obrázky 2.1. Struktura PIN diody...6 2.2. Struktura SBD diody...7 2.3. Struktura MPS diody...7 2.4. Struktura VDMOS a TrenchMOS tranzistoru...8 2.5. Struktura normally-on J-FET tranzistoru...8 2.6. Zapojení norm.-on J- FET jako norm.-off...9 3.1. Řez reaktoru... 10 3.2. Spektrum neutronů... 11 3.3. Spektrum fotonů... 12 4.1. Model diody při závěrné polarizaci... 13 4.2. Blokové zapojení měřící metody.... 14 4.3. Obvodová realizace metody... 15 4.4. Vývojový diagram obslužného programu... 16 4.5. Porovnání výsledků měření pomocí analyzátoru a navržené metody... 20 4.6. Porovnání statického a dynamické měření... 20 4.7. Vypočtená závislost bariérové kapacity... 21 4.8. Porovnání měření pro různé rychlosti... 21 5.1. Náhradní obvod MPS diody... 23 5.2. Propustné charakteristiky v oblasti nízké injekce... 24 5.3. Propustné charakteristiky v oblasti vysoké injekce... 25 5.4. Nárůst emisního koeficientu v závislosti na obdržené dávce... 25 5.5. Pokles vodivosti v závislosti na obdržené dávce... 27 5.6. Koncentrační profily v závislosti na obdržené dávce... 27 5.7. Pokles koncentrace v závislosti na obdržené dávce... 28 vi

vii 5.8. Porovnání rychlosti degrade vodivosti vs. koncentrace... 29 5.9. Porovnání závěrných charakteristik... 30 5.10. Porovnání průrazných napětí.. 30 6.1. Příklad propustné charakteristiky modelu diody... 32 6.2. SPICE model... 35 6.3. Simulace - porovnání propustné charakteristiky... 38 6.4. Simulace - porovnání závěrné charakteristiky... 39 6.5. Simulace - ukázka propustných charakteristik pro různé dávky... 39 6.6. Schéma zapojení usměrňovače. 40 6.7. Výkonová ztráta na diodě... 40 6.8. Úbytky napětí na diodě... 41 6.9. Úbytky napětí na diodě-detail... 41

Kapitola 1 Úvod Součástky na bázi SiC mají pro své specifické vlastnosti, které v mnoha směrech značně překonávají součástky založené na Si, potenciál k využití v aplikacích tam, kde Si součástky jsou již za hranicí svých možností. Chceme-li tento potenciál využít, je třeba znát veškeré jejich vlastnosti a jednou z důležitých vlastností je i radiační odolnost. Tato práce navazuje na řešení grantu Centra výzkumu Řež Kapacita za nápady, v rámci kterého bylo provedeno samotné ozařování vzorků rychlými neutrony, dále na řešení grantu GACR P102/12/2108 - Poruchy v širokopásových polovodičích a jejich význam pro výkonovou a vysokoteplotní elektroniku a grantu SGS11/156/OHK3/3T/13 - Rozvoj inteligentních součástek a systémů v oblasti mikroelektroniky, nanoelektroniky a optoelektroniky (RISMiNO). Práce je rozdělena do několika kapitol. Úvodní kapitola je zaměřena na popis samotného karbidu křemíku a jeho fyzikálních vlastností v porovnání s křemíkem a vliv radiačního záření na polovodiče. V další kapitole je popsán návrh a realizace metody pro dynamické měření statických závěrných charakteristik výkonových součástek. Dále se práce zabývá popisem a studiem vlivu neutronového záření na elektrické parametry součástek a v závěru práce je navržen SPICE model SiC MPS Schottky diody s možností simulace vlivu neutronového záření. 1.1 Historie a přehled Karbid křemíku (SiC) je sloučenina křemíku a uhlíku. Označuje se také jako Karborundum. Jeho průmyslová produkce začala již v roce 1893 a první jeho využití bylo díky tvrdosti výroba řezacích kotoučů a jiných dělících nástrojů. Díky jeho další vlastnosti odolávat vysoké teplotě se používá k výrobě žáruvzdorných krytů a brzdových kotoučů. Další využití má v astronomii k výrobě zrcadel do teleskopů, ke které se hodí díky nízké tepelné roztažnosti. V elektrotechnickém průmyslu byl SiC v historii používán k výrobě žlutých a modrých LED diod. V současné době vyrábí např. společnost Cree LED diody z SiC v kombinaci s InGaN, kde SiC tvoří základní substrát. Dále jsou k dispozici SiC Schottky (SBD) diody od výrobců Infineon, Cree, Rohm, kde např. Infineon nabízí diody s blokovacím napětím 600V/16A, 650V/40A a 1200V/30A a v nedávné době byla uvedena dioda 1700V/25A od společnosti Cree. Další nabízenou součástkou jsou tranzistory J-FET. Např. od společnost Semisouth, která již v tuto dobu neexistuje, je k dispozici tzv. normally-off J-FET (1700V/4A), který se vyznačuje tím, že je bez přivedeného napětí na řídící elektrodě vypnutý. Dále společnost Infineon nabízí J-FET 1200V což je klasický normally-on tranzistor ze kterého lze pomocí technologie Direct Drive vytvořit normally-off. Další součástkou, která byla uvedena v roce 2011 jsou SiC MOSFET tranzistory 1200V/35A od společnosti Rohm a Cree. K dispozici jsou dále výkonové moduly obsahující MOSFET tranzistory a SBD diody s možnostmi až 1200V/180A od společností Rohm a Cree. Společnost Fairchild Semiconductor nabízí i výkonové SiC bipolární tranzistory (BJT) na napětí až 1200V. Také 1

1. Úvod... jsou k dispozici výkonové SiC tyristory na napětí až 6,5kV/80A od společnosti GeneSiC Semiconductor. 1.2 Fyzikální vlastnosti SiC Karbid křemíku existuje v různých krystalických formách. Hlavními polytypy jsou: 3C- SiC, 4H-SiC a 6H-SiC. K značení je použita tzv. Ramsdellova notace, kde číslo určuje počet vrstev, které tvoří jednu opakovací sekvenci a písmeno určuje typ krystalické mřížky (C) - kubická, (H) - hexagonální a (R) - romboedrická. [1] 1.2.1 Mechanické a chemické vlastnosti SiC je materiál velmi tvrdý (9 na Mohsově stupnici). Yangův modul pružnosti SiC je 424GPa. Je chemicky inertní a slabě reakční s jakýmikoliv materiály za pokojové teploty. Difúze je tedy prakticky nemožná. Dotace je třeba provést např. iontovou implantací nebo při epitaxi. Možné příměsi pro n-typ: N, P, Ti, Cr a pro p-typ: Al, B, Ga, Be. [2, 1] 1.2.2 Elektrické vlastnosti SiC je obecně anisotropní nepřímý polovodič, patřící do skupiny polovodičů s velkou šířkou zakázaného pásu (od 2,39eV až do 3,33eV - podle polytypu). Díky této vlastnosti mohou součástky pracovat do vysokých teplot až cca 600 C. V současné době to je mnohem méně, limitujícím faktorem je pouzdro a kontaktování. Nejčastěji používaným polytypem je 4H-SiC (3,265eV). Max. intenzita elektrického pole je pro SiC cca 10x vyšší než pro Si, což dává možnost vytvářet součástky na mnohem vyšší závěrná napětí, resp. v porovnání se součástkami z Si na stejné jmenovité napětí je možné použít více dotované a tenčí vrstvy což se pozitivně projeví např. na vodivostní ztrátě. Velikost průrazného napětí je závislá na dotaci a tloušťce vrstvy. Intrinsická koncentrace je v porovnání s Si o 9 až 19 řádů menší (podle polytypu). Saturační driftová rychlost nosičů je cca 2 10 7 cm/s což je 2x více než pro Si a tedy součástky na bázi SiC jsou v porovnání s Si vhodnější na výkonové vf aplikace. [1, 3] 1.2.3 Tepelné vlastnosti Velmi důležitým parametrem pro výkonové a vf aplikace součástek na bázi SiC je tepelná vodivost. SiC má větší tepelnou vodivost než např. Cu při pokojové teplotě a cca 3x větší než Si, což je výhodné, protože vzrůstající teplota negativně ovlivňuje fyzikální vlastnosti součástek. Jedním z důležitých parametrů je např. pohyblivost nosičů, která se se vzrůstající teplotou snižuje. [1] SiC má cca 2x větší tepelnou roztažnost (4 10 6 K 1 ) než Si, což při spojení s SiO 2 (5,5 10 7 K 1 ) zvyšuje rozdíl v roztažnosti oproti spojení oxidu křemíku s Si. V porovnání s Cu (17 10 6 K 1 ) a Al (22 10 6 K 1 ) se tento rozdíl naopak snižuje. [3] 1.2.4 Shrnutí V tabulce 1.1 je porovnání vlastností jednotlivých polytypů s křemíkem. Symboly ( c) a ( c) označují směr vůči ose růstu C. 2

... 1.3 Vliv ozáření na polovodiče Si 4H-SiC 6H-SiC 3C-SiC E g [ev ] Šířka zakázaného pásu E c [MV/cm] Max. intenzita el. pole ε r [ ] Dielektrická konstanta µ n [cm 2 /V s] Pohyblivost elektronů µ n [cm 2 /V s] Pohyblivost děr v sat [10 7 cm/s] Saturační rychlost nosičů n i [cm 3 ] Intrinsická koncentrace λ th [W/cm K] Tepelná vodivost 1,12 3,26 3,02 2,2 0,28 2,2 2,2 1,5 11,8 10 9,7 9,66 1350 480 1 800 ( c) 1000 ( c) 110 ( c) 140 ( c) 2,2 ( c) 0,33 ( c) 400 ( c) 90 ( c) 100 ( c) 20 ( c) 2 ( c) 0,2 ( c) 900 40 2,5 1,4 10 10 8,2 10 9 2,3 10 6 6,9 1,5 4,9 4,9 4,9 Tabulka 1.1. Porovnání vlastností jednotlivých polytypů s křemíkem. (Hodnoty pro teplotu 300K a dotaci 10 15 cm 3 ). Tabulka je převzata z [3]. 1.3 Vliv ozáření na polovodiče Studium vlivu ozáření různými druhy částic s různou energií je důležité jak z hlediska schopnosti součástek pracovat v prostředí se zvýšenou radiací, tak i např. z hlediska využití polovodičů jako detektorů. 1.3.1 Druhy radiačního poškození Rozlišují se dva základní druhy poškození polovodičových součástek: [4].Krystalové poruchy: Srážka částice s atomem mřížky způsobí jeho dislokaci. Podle velikosti předané energie a hybnosti ne-ionizujícího záření atomu mřížky, jsou možné 2 druhy poruch: jednoduché poruchy a shluky (clustery). [5] Energie a hybnost předaná částici závisí na její hmotnosti a energii dopadajícího kvanta. Vzniklé poruchy v krystalu se mohou pohybovat..ionizace: Týká se dielektrických vrstev. Při interakci dojde k uvolnění nosiče, který pomocí difúze nebo driftu putuje na jiné místo, kde je zachycen. Zde způsobuje koncentraci náboje, což má za následek vznik parazitního elektrického pole. Ionizační poškození závisí primárně na velikosti absorbované energie a je nezávislé na druhu ozáření. 1.3.2 Krystalové poruchy Krystalové poruchy v polovodičích mají významný dopad na jejích elektrické vlastnosti. Krystalové poruchy se projevují v několika oblastech:. Vznik rekombinačně/generačních energetických hladin přibližně uprostřed zakázaného pásu. 3

1. Úvod.... Vznik pastí blízko valenčního a vodivostního pásu nebo blízko středu zakázaného pásu.. Kompenzaci donorů a akceptorů. Krystalové poruchy významně ovlivňují materiálové parametry jako pohyblivost nosičů µ a jejich koncentraci N, měrný odpor ρ a dobu života nosičů τ. Po vystavení polovodiče radiačnímu záření je nejčastěji pozorován nárůst měrného odporu. Tento nárůst je kombinací dvou jevů. Prvním jevem je pokles koncentrace volných nosičů vlivem odstranění příměsí z jejich aktivní polohy uvnitř mřížky. Druhým jevem je vytvoření hlubokých úrovní, které změní nábojovou rovnováhu, a skrz Fermi-Diracovu statistiku změní polohu Fermiho hladiny. Také v mnoha případech je náboj mělkých úrovní, které jsou vytvořeny příměsi, kompenzován hladinami vzniklými vlivem ozáření, což má také za následek pokles koncentrace volných nosičů. [6] Pokles pohyblivosti je způsoben poruchou periodicity krystalu a tím zvýšení rozptylu elektronů. Vzniklé pasti blízko valenčního a vodivostního pásu mohou způsobovat nárůst velikosti výstřelového šumu. [4] 1.3.3 Ionizace Jak již bylo zmíněno výše, ionizace se týká dielektrických vrstev. Jako příklad součástky, na kterou bude mít ionizace velký vliv, je MOSFET tranzistor. Dielektrická vrstva pod elektrodou hradla SiO 2 vystavená ozáření, které způsobuje ionizaci vygeneruje ve vrstvě SiO 2 pár e h +. Elektrony, jelikož mají vyšší pohyblivost než díry, nezrekombinují s děrami, ale jsou injekovány do substrátu. Díry mohou být zachyceny v objemu oxidu nebo pastmi na rozhraní SiO 2 -Si a vytvářejí zde kladný náboj. Zachycený náboj na rozhraní SiO 2 -Si pak vytváří pro N-MOSFET parazitní kanál. Ionizační záření také vytváří nové energetické hladiny v zakázaném pásu rozhraní SiO 2 -Si. Tyto hladiny mohou být obsazeny elektrony nebo děrami (podle polohy Fermiho hladiny v rozhraní) a přičítají se nebo odečítají k náboji oxidu. [7, 4] 1.4 Neutronové záření a jeho vliv na SiC Neutronového záření můžeme v přírodě pozorovat při průchodu kosmického záření atmosférou, kde dochází k interakci s částicemi vzduchu, nebo při spontánním štěpením atomů. Uměle pak můžeme neutronové záření vytvářet v jaderném reaktoru nebo výbuchem jaderné bomby. Neutron je částice elektricky neutrální, tj. bez elektrického náboje. Jeho hmotnost je téměř stejná jako hmotnost protonu, tj. 1,67 10 27 kg. Dle statistického chování se řadí do skupiny fermionů, tzn. částic s poločíselným spinem, takže pro něj platí Pauliho vylučovací princip a podléhají Fermiho-Diracově statistice. Rychle letící neutron, díky své neutralitě, nemůže přímo ionizovat atom, a proto snadno proniká elektronovými obaly atomu a může interagovat s jádrem. V Tab. 1.2 je rozdělení neutronů podle energií. Z hlediska vlivu neutronů na polovodiče jsou významné rychlé a případně i tepelné neutrony. Rychlé neutrony mají dostatečnou energii na to, aby způsobily krystalové poruchy. Pravděpodobnost neutronového záchytu jádrem je u nich velice malá díky jejich vysoké energii. Tepelné neutrony, jejichž střední energie je rovna střední tepelné energii atomů v jejich okolí, můžou mít v závislosti na účinném průřezu vysokou pravděpodobnost záchytu neutronu v jádře. Jedním z prvků s velkých účinným průřezem je bor (B), 4

... 1.4 Neutronové záření a jeho vliv na SiC Spektrální skupina Ultrachladné Chladné Tepelné Rezonanční Středně energetické Rychlé Vysokoenergetické Energie < 10 6 ev 10 6 0,001 ev 0,001 0,5 ev 0,5-1000 ev 1 500 kev 0,5-20 MeV > 20 Mev Tabulka 1.2. Rozdělení neutronů podle energíí. který se v polovodičích používá k P dotaci a jeho účinný průřez je kolem 3800 barn. 1 ) Při této interakci dochází k štěpení jádra boru na alfa částici a iont lithia. U karbidu křemíku, díky jeho velké šířce zakázanému pásu, je předpokládána dobrá radiační odolnost, protože prahová energie pro vytržení atomu z mřížky je v porovnání s Si poměrně velká. Podle [6] je rychlost degradace koncentrace volných elektronů v porovnání s křemíkem vlivem poruch v krystalu až 3x menší. Dopadající neutronové záření způsobuje poruchy v krystalu popsané v 1.3.2. 1 ) 1 barn = 10 28 m 2 5

Kapitola 2 Součástky na bázi SiC 2.1 PIN dioda V současné době není k dispozici komerčně dostupná PIN dioda na bázi SiC, ale její struktura je součástí jiných struktur (MPS). Experimentálně byly vytvořeny PIN diody s blokovacím napětím i kolem 10kV. [8] Na Obr. 2.1 je znázorněna struktura PIN diody. Obrázek 2.1. Struktura PIN diody. Zdroj [9] Výkonové PIN diody se vyznačují velkým blokovacím napětím, které je způsobenou velkou tloušťkou a malou dotací vrstvy I (n epitaxní vrstva). V propustném směru vykazují PIN diody v porovnání s SBD (Schottky barrier diode) na stejné závěrné napětí menší propustný úbytek, což je dáno tím, že PIN dioda je bipolární součástka a oblast I je zaplavena jak elektrony tak i děrami. Tím vrstvě I rapidně vzroste vodivost. Nevýhodou jsou pak špatné dynamické vlastnosti v porovnání s SBD diodou, jako je např. závěrná doba zotavení (lze ji eliminovat vytvořením rekombinačních center v oblasti I a tím zkrátit dobu života nosičů). [10] Oblast označená jako JTE (junction termination extension) potlačují prorážení diody na jejích okrajích, způsobené velkou intenzitou elektrického pole. Bez těchto oblastí by průraz diody nastal mnohem dříve. 2.2 SBD dioda V současné době jsou komerčně dostupné diody označené jako SBD (Schottky barrier diode) na bázi SiC. Ve skutečnosti se ale může jednat o strukturu MPS (bude popsána dále) a to hlavně u diod na větší závěrná napětí. Na Obr. 2.2 je struktura SBD diody. SBD dioda v porovnání s PIN diodou nabízí podstatně lepší dynamické vlastnosti, protože se jedná o unipolární součástku. Díky vlatnostem SiC lze vytvořit SBD diodu na mnohem větší závěrná napětí než mají Si SBD diody. O proti PIN diodě má nižší prahové napětí, ale v porovnání obou diod na stejné závěrné napětí, bude vykazovat SBD dioda větší propustný úbytek, protože vodivost epitaxní vrstvy bude nižší. [10] Oblast GR (guard ring) má stejnou funkci jako oblast JTE u PIN diody. 6

... 2.3 MPS dioda Obrázek 2.2. Struktura SBD diody. Zdroj [11] 2.3 MPS dioda Komerčně dostupná pod označením SBD dioda. Na Obr. 2.3 je struktura MPS diody. MPS (Merged PIN Schottky) je spojení Schottky (SBD) a PIN diody. Schottky dioda (přechod: kov, n ) přináší dobré propustné a dynamické vlastnosti, ale vyznačuje se poměrně velikým závěrným proudem hlavně při vysokých závěrných napětí a teplotách. Naopak PIN dioda (přechod: p +, n ) přináší dobré závěrné vlastnosti, ale vykazuje větší propustný úbytek. Kombinací obou diod jsou jednotlivé negativní vlastnosti vzájemně potlačeny. Implantované p + oblasti vytvářejí ve struktuře SBD diody paralelně připojenou PIN diodu. Oblasti mají mezi sebou relativně malé vzdálenosti a jejich cílem je odstínit Schottkyho kontakt od vysoké intenzity elektrického pole při závěrné polarizaci. To vede ke snížení závěrného proudu a zvýšení průrazného napětí diody. [10] Při propustné polarizaci je prahové napětí SBD diody menší něž prahové napětí implantované PIN diody, a proto se v počátku propustné charakteristiky PIN dioda neuplatní. Oblasti na okrajích diody označené jako MJTE (Multistep junction termination extension) potlačují prorážení diody na jejích okrajích, způsobené velkou intenzitou elektrického pole. Bez přítomnosti této oblasti by bylo průrazné napětí diody mnohem menší. Dioda se vyznačuje kladnou teplotní závislostí propustného úbytku, nulovou dobou závěrného zotavení, nulovou dobou propustného zotavení a vysokou rychlostí spínání. [12] Obrázek 2.3. Struktura MPS diody. Zdroj [13]. 7

2. Součástky na bázi SiC... 2.4 MOSFET tranzistor Teprve nedávno v r.2011 byly na trh uvedeny MOSFET tranzistory na bázi SiC (Cree a ROHM). Společnost ROHM uvádí, že se jedná o tranzistory typu DMOS (1200V/35A) a TrenchMOS (300A). Na Obr. 2.4 je struktura vertikálního DMOS tranzistoru a TrenchMOS tranzistoru. MOSFET tranzistory na bázi SiC se vyznačují malým odporem kanálu při vysokém závěrném napětí (80mΩ) a možností pracovat až do teploty 150 C. [14] Obrázek 2.4. a) Struktura VDMOS tranzistoru, b) struktura TrenchMOS tranzistoru. Zdroj [15]. 2.5 J-FET tranzistor Komerčně jsou k dispozici 2 druhy J-FET tranzistrů na bázi SiC. Původně sloužily jako alternativa za komerčně neexistující SiC MOSFET tranzistory, které se potýkaly s problémy jako nízkou pohyblivostí nosičů v kanále, kvalitou oxidu, velkou injekcí nosičů do oxidu apod. Na Obr. 2.5 je struktura vertikálního normally-on J-FET tranzistoru a normally-off J-FET tranzistoru. Obrázek 2.5. a) Struktura normally-on J-FET tranzistoru, b) Struktura normally-off J- FET tranzistoru. Zdroj [16 17]. 8

... 2.5 J-FET tranzistor Tranzistor a) je v porovnání s b) pro napětí U gs = 0V otevřený a pro záporná napětí U gs se zavírá (rozšiřuje se oblast prostorového náboje OPN). Dnes již neexistující společnost SemiSouth nabízí tzv. normally-off J-FET tranzistor. Ten se vyznačuje tím, že je bez přivedeného napětí na řídící elektrodu vypnutý. Do sepnutého stavu se uvede přiložením kladného napětí U gs. Princip normall-off tranzistoru je takový, že díky úzkému kanálu a faktu, že na přechodu p + n se OPN rozšíří hlavně do oblasti n je kanál zaškrcen. Přivedením kladného napětí se OPN zmenší a tranzistor se otevře. Nevýhodou tohoto tranzistoru může být poměrně veliký řídící proud. Na Obr. 2.6 je příklad zapojení normally-on J-FET tak, aby se obvod navenek choval jako normally-off J-FET. Obrázek 2.6. Zapojení normally-on J-FET jako normally-off. Zdroj [10]. 9

Kapitola 3 Popis a návrh experimentu 3.1 Postup při ozařování K ozařování vzorků neutrony byl ve spolupráci s Centrem Výzkumu Řež s.r.o. využit výzkumný reaktor LR-0. Jedná se o lehkovodní reaktor nulového výkonu (1kW). Ozařované diody byly rozděleny do 4 skupin. V Tab. 3.1 je rozdělení označených diod do jednotlivých skupin. Diody Skupina Ref1, Ref2, Ref3 - D1, D5, A-A, A-B A D2, B-A, B-B, B-C B D4, C-A, C-B C D6, D-A, D-B, D-C D Tabulka 3.1. Rozdělení diod do jednotlivých skupin. Diody označené jako RefX nebyly ozařovány a byly uchovány jako referenční. Diody označené jako Dx byly před ozařováním zcharakterizovány, tzn. naměřeny propustné charakteristiky v oblasti vysoké injekce. Ostatní diody byly doplněny nezcharakterizované. Obrázek 3.1. Řez reaktoru LR-0. 10

2... 3.1 Postup při ozařování Skupina < 1eV [1/cm 2 ] (0,1 1)MeV [1/cm 2 ] > 1MeV [1/cm 2 ] Čas [hod] A 6,90E+12 6,55E+12 6,46E+12 4 B 3,42E+13 3,25E+13 3,20E+13 20 C 8,54E+13 8,15E+13 8,04E+13 50 D 2,04E+14 1,93E+14 1,91E+14 119 Tabulka 3.2. Obdržené dávky neutronů jednotlivých skupin. Na Obr. 3.1 je řez reaktoru LR-0. Vzorky byly vloženy do malé plechové nádoby, která byla umístěna ve středu centrálního kanálu, kde je nejvyšší tok neutronů. Velikosti jednotlivých dávek byly navrženy podle výsledků z [18] tak, aby degradace elektrických parametrů byla rovnoměrně rozdělena. V tabulce 3.2 jsou uvedeny dávky neutronů s energiemi pod 1eV (tepelná složka), (0,1 1)MeV a nad 1MeV, které jednotlivé skupiny vzorků obdržely a čas, po jaký byly jednotlivé skupiny ozařovány. Střední hodnota výkonu byla po čas ozařovacích cyklů 686W. 1 0 1 3 1 0 1 2 ] n [1 /c m 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 9 1 0 8 s k. D s k. C s k. B s k. A 1 0-8 1 0-7 1 0-6 1 0-5 1 0-4 1 0-3 1 0-2 1 0-1 1 0 0 1 0 1 E n e rg ie [M e V ] Obrázek 3.2. Spektrum grupového toku dopadajících neutronů. Na Obr.3.2 a 3.3 jsou spektra grupových toků neutronů a fotonů. 1 ) Po provedení ozáření jednotlivých skupin, byla zjištěna poměrně značná aktivita ozařovaných vzorků. Tepelné neutrony aktivovaly měď obsaženou ve vzorcích a vznikl radionuklid mědi, jehož poločas rozpadu je cca 12h, takže to nepředstavovalo vážnější problém pro další práci se vzorky. 1 ) počet částic na cm 2 je vždy měřen pro určitou grupu energií 11

2 3. Popis a návrh experimentu... 1 0 1 4 1 0 1 3 ] n [1 /c m 1 0 1 2 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 9 s k. D s k. C s k. B s k. A 1 2 3 4 5 6 7 E n e rg ie [M e V ] Obrázek 3.3. Spektrum grupového toku dopadajících fotonů. 3.2 Popis ozařované struktury V rámci experimentu byly ozařovány MPS Schottky diody C2D05120A (1200V/5A, TO- 220) od společnosti Cree a samotné čipy bez pouzdra CPW3-1700S025 (1700V/25A) také od společnosti Cree. Struktura MPS diody byla popsána v kapitole 2.3. Úplné katalogové listy jsou v příloze. Katalogové údaje diody C2D05120A: Závěrné napětí U R : 1200V Závěrný proud I R : max. 200µA (U R = 1200V, T J = 25 C) Střední hodnota propustného proudu I F : 5A (T C = 160 C). Propustný úbytek U F : max. 1.8V (I F = 5A, T J = 25 C) Katalogové údaje čipu diody CPW3-1700S025: Závěrné napětí U R : 1700V Závěrný proud I R : max. 100µA (U R = 1700V, T J = 25 C). Střední hodnota propustného proudu I F : 25A (T J = 175 C) 12

Kapitola 4 Dynamické měření závěrných charakteristik Měření závěrných charakteristik diod nebo jiných součástek klasickou statickou metodou má několik nevýhod. První je časová náročnost měření. Závěrná napětí výkonových součástek jsou poměrně velká a proměřit celou charakteristiku s dostatečně malým krokem může trvat i desítky minut. Další nevýhodou může být tepelné zatěžování vlastním měřením a to hlavně při vysokých teplotách, kdy hodnota závěrného proudu může být z hlediska výkonové ztráty významná. Proto byla vyvinuta metoda dynamického měření statických závěrných charakteristik. Metoda byla navržena primárně pro měření závěrných charakteristik výkonových diod, ale lze jí bez problémů použít k měření i jiných typů součástek. 4.1 Princip metody Principem metody je přivedení lineárně narůstajícího napětí za současného měření procházejícího proudu diodou. V případě ideální diody, která by nevykazovala žádnou bariérovou kapacitu a ani jiné parazitní kapacity, bychom rovnou naměřili její závěrnou charakteristiku. Ve skutečnosti tomu tak ale není a je třeba blíže specifikovat, co je výsledkem měření. Obrázek 4.1. Model diody při závěrné polarizaci. Na obrázku 4.1 je model diody pro závěrnou polarizaci. Dioda D představuje ideální diodu a kapacita C bariérovou kapacitu. Proud i, který metoda měří, je tedy tvořen proudem diody a posuvným proudem procházejícím skrz bariérovou kapacitu. Matematicky tedy můžeme proud i za podmínky lineárně narůstajícího napětí na diodě vyjádřit následovně: i = i d + i c = i d + C du dt = i d + SR C (1) kde SR [V/s] označuje rychlost přeběhu přiloženého napětí. Kapacita C bude se vzrůstajícím napětím na diodě klesat a tím bude i klesat složka posuvného proudu procházejícím bariérovou kapacitou. Od určitého napětí bude tento proud natolik malý, že změřená charakteristika bude odpovídat statické závěrné charakteristice. 13

4. Dynamické měření závěrných charakteristik... 4.1.1 Korekce naměřených dat Aby metoda podávala srovnatelné výsledky s klasickou statickou metodou, je třeba korigovat vliv posuvného proudu. Matematicky můžeme korekci popsat následující soustavou rovnic: i 1 = i d + SR1 C (2) i 2 = i d + SR2 C (3) kde i 1 označuje změřený proud při rychlosti přeběhu přiloženého napětí SR1 a i 2 označuje změřený proud při rychlosti přeběhu přiloženého napětí SR2. Řešení soustavy rovnic: i 1 i 2 = C(SR1 SR2) (4) C(U) = i 1(U) i 2 (U) SR1 SR2 (5) i d (U) = i 1 (U) C(U) SR1 (6) Princip řešení tedy spočívá ve výpočtu závislosti bariérové kapacity na přiloženém napětí. Změna bariérové kapacity nezávisí na rychlosti přeběhu přiloženého napětí. Pokud tedy změříme proud při dvou různých rychlostech měření, pak lze z naměřených proudů určit závislost bariérové kapacity na napětí a změřený proud korigovat o složku posuvného proudu. 4.2 Realizace metody Obrázek 4.2. Blokové zapojení měřící metody. Na Obr. 4.2 můžeme vidět principiální zapojení měřící metody. Čárkované spoje označují řídící signály a plné spoje samotnou měřící trasu. Jako VN zdroj byl použit zdroj PS350 od Stanford Research System. Jedná se o zdroj s rozsahem výstupního napětí 50V-5kV a maximálním výstupním proudem 5mA, s možností řídit externím napětím výstupní napětí zdroje. Pro měření napětí z převodníku I/U a napětí na diodě byly 14

... 4.2 Realizace metody použity multimetry s velkou pamětí, konkrétně Agilent 34410A, které mají k dispozici paměť až pro 50.000 vzorků. Jako generátor(gen), který řídí VN zdroj a spouští oba multimetry(dmm) byl použit generátor funkcí Agilent 33220A. Všechny přístroje jsou ovládány přes sběrnici HP-IB řídícím programem napsaným v systému Agilent Vee Pro. Signál V-control je napěťová rampa řídící výstupní napětí VN zdroje. Signál Sync řídí spouštění obou multimetrů. 4.2.1 Obvodová realizace C34 R67 100p P19 0-5kV J5 KINGS - 1704-1 2 1 L2 P_L2 100m 2 1 IHD3EB104L 2500V RMS P_RL1 RL1 2 1 1meg J7 KINGS - 1704-1 1 2 R68 40Meg DMM-napeti P20 1 2 2 1 D7 1.5KE10A 1 2 3 4 1 2 3 4 Katoda CON4 Anoda CON4 C32 C31 100n 0 2-3 + U7 C35 100Meg 100nA R63 10Meg 1uA R62 1Meg 10uA R61 100k 100uA R59 10k 1mA V- 4 V- V+ 7 V+ AD8610 OUT 6 C30 100n P15 P16 2 1 P17 2 1 P18 2 1 2 1 1 2 1 2 J8 0 DMM-proud 0-10V 0 0 0 0 10n 100n 0 0 V+ R64 499k R66 200 R65 499k C33 100n V- R60 100k 25ot 0 Obrázek 4.3. Obvodová realizace metody pro dynamické měření závěrných charakteristik. Na Obr. 4.3 je obvodová realizace metody. Převodník I/U je tvořený J-FET nízkošumovým operačním zesilovačem se vstupním proudem max. 10pA. Trimr R60 slouží pro ruční kompenzaci offsetu převodníku. Připojen jen ke kladnému vstupu OZ přes dělič a soustavu kondenzátoru pro potlačení zanášení šumu na výstup OZ. Kompenzační kondenzátor C34 je kondenzátor s dielektrikem PPS (Polyphenylene Sulphide), jehož ztrátový odpor R 3000MΩ. Výstup převodníku je definován od 0-10V. Transil D7 slouží jako ochrana vstupu OZ při průrazu měřené součástky. Díky tomu, že se napětí na transilu za podmínky, že OZ není v saturaci, blíží 0, pak transilem nepoteče žádný proud, který by způsobil chybu měření. BNC konektory J5 a J7 jsou vysokonapěťové BNC konektory. Vysokonapěťový rezistor R68 tvoří spolu se vstupním odporem multimetru (10MΩ) dělič, aby bylo možné měřit napětí až do 5kV. Cívku L2 a rezistor RL1 lze odpojit zkratováním příslušných jumperů. Rezistor RL1 je vhodné nechat stále připojený a jeho vliv se uplatní při měření průrazu, protože v momentě kdy se měřená struktura proráží, klesá její odpor, a pak se připojený zdroj začíná chovat jako zdroj proudu. Cívka L2 byla použita experimentálně 15

4. Dynamické měření závěrných charakteristik... pro případné potlačení proudové špičky, která by překročila nastavený tzv. TRIP VN zdroje, který vzniká při vysokém di/dt a způsobí vypnutí výstupu VN zdroje. Zpětnovazební rezistory jsou přesné rezistory s nízkým teplotním koeficientem. Pro rozsah 100nA je třeba uvažovat ztrátový odpor připojeného kompenzačního kondenzátoru a korigovat přepočítávací konstantu. 4.2.2 Programová obsluha metody Obrázek 4.4. Vývojový diagram obslužného programu. Jak bylo zmíněno v úvodu, metoda je řízená programem napsaným v systému Vee Pro. Na Obr. 4.4 je vývojový diagram obslužného programu. Před zahájením měření je změřen offset převodníku. Offset je kvůli potlačení šumu vypočten jako střední hodnota z odebraných 100 vzorků. Dále jsou inicializovány měřící multimetry, zapnut výstup VN 16

... 4.2 Realizace metody zdroje a podle parametrů měření nastaven generátor. Poté generátor začne generovat řídící rampu a zároveň generuje Sync signál, který spustí měření. Oba multimetry mají vždy nastaveno zpoždění před zahájením vzorkovaní, které je vždy takové, aby výstupní napětí VN zdroje přeběhlo 40V. Je to proto, aby nebyl navzorkován start zdroje. Po navzorkování dat, jsou data pomocí klouzavého průměru vyhlazena, protože hlavně v počátcích charakteristiky jsou poměrně zašumělá. Dále dojde ke snížení času měření 3x, a tím se změní SR(rychlost přeběhu) výstupního napětí a celé měření se znovu opakuje. Po odměření druhé charakteristiky jsou data naměřených charakteristik zpracovány interně volaným MATLAB skriptem. Výstupem skriptu je pak korigovaná závěrná charakteristika a případně i závislost bariérové kapacity na napětí. 4.2.3 Nastavení měřících přístrojů Měřící multimetry obsahují integrační A/D převodník. Z hlediska potlačení rušení je důležité správně nastavit jeho integrační dobu. Pro potlačení rušení sítě je tedy třeba nastavit vždy násobek periody sítě. Multimetry si samy tuto periodu měří. Jako integrační doba byla tedy nastavena 1NPLC (number of power line cycles). Doba vzorkování pak tedy musí být rovna nebo větší než doba integrace. Protože měření probíhá poměrně pomalu, není toto problém. Oba multimetry jsou nastaveny na externí spouštění. Doba mezi odběry vzorku je nastavena na 21ms a počet vzorků, které budou uloženy, je vypočítán ze zadané doby měření vztahem: N = T T del t s (1 0,01) (7) Kde T je doba měření, T del zpoždění spuštění vzorkování multimetrů, t s je vzorkovací perioda a korekční člen (1 0,01) zabrání na vzorkování vypnutí VN zdroje. Čas zpoždění vypočítáme podle vztahu: T del = V del (8) SR Kde V del označuje napětí, od kterého chceme vzorkovat a SR je rychlost přeběhu napětí VN zdroje. SR určíme podle vztahu: SR = U max U off (9) T Kde U max určuje max. napětí do kterého chceme měřit, U off určuje napěťový offset VN zdroje (50V) a T je doba měření. Generátor je nastaven do Burst režimu s generací lineární rampy a spouštěn je softwarově. Fáze signálu je nastavena na -179. Amplituda rampy je definována vztahem: U amp = U max 500 a platí, že 10V na vstupu odpovídá 5kV na výstupu. Offset rampy je definován vztahem: (10) U ramp off = U amp + 0,1 (11) 2 Vůstup generátoru je nastaven na High-Z load, tzn. práce do vysoké impedance, protože impedance vstupu VN zdroje pro řízení výstupního napětí je 1MΩ. 17

4. Dynamické měření závěrných charakteristik... 4.2.4 MATLAB skript %data 1. pruchod data_slow=importdata([file,.001 ]); %data 2. pruchod data_fast=importdata([file,.002 ]); %hleda minimum min_data_slow=min(data_slow(:,1)); min_data_fast=min(data_fast(:,1)); %hleda maximum max_data_slow=max(data_slow(:,1)); max_data_fast=max(data_fast(:,1)); %vytvari vektor napeti v=(ceil(max(min_data_slow,min_data_fast)):0.5:floor(min(max_data_slow, max_data_fast))) ; %interpolace y-data_slow, podle v data_slow_yi=interp1(data_slow(:,1),data_slow(:,2),v); %interpolace y-data_fast, podle v data_fast_yi=interp1(data_fast(:,1),data_fast(:,2),v); %vypocet rychlosti prebehu SR_slow=(V-50)/T; SR_fast=(V-50)/(T/3); %rozdil namerenych proudu diff_data=data_slow_yi-data_fast_yi; %test platnosti dat index=length(diff_data); for i=1:length(diff_data) if diff_data(i)>0 index=i; break; end end %nuluje zbytek diff_data(index:length(diff_data))=0; %vyhlazeni rozdilu proudu diff_data=smooth(diff_data,0.2, sgolay ); %vypocet kapacity Cb=diff_data/(SR_slow-SR_fast); %derivace vypoctene kapacity dcb=smooth(diff(cb),0.3); 18

... 4.3 Kalibrace metody %test platnosti dat index=length(dcb); for i=1:length(dcb) if dcb(i)>0 index=i; break; end end %nuluje zbytek Cb(index:length(Cb))=0; %vypocet posuvneho proudu ic_slow=cb*sr_slow; ic_fast=cb*sr_fast; %vystupni matice dat data_slow_corrected(:,1)=v; data_slow_corrected(:,2)=smooth(data_slow_yi-ic_slow,0.2, sgolay ); %zapis do souboru dlmwrite(file,data_slow_corrected, -append, newline, pc, precision,14); Výpis kódu nepotřebuje podrobný komentář, jednotlivé kroky jsou stručně popsány v komentářích. Po načtení změřených dat je vytvořen vektor napětí a podle tohoto vektoru jsou změřená data interpolována. Interpolaci je nutno provést z toho důvodu, aby bylo možné naměřená data od sebe odečíst. Při obou měřeních, totiž nelze zaručit, a to hlavně z důvodu rozdílné rychlosti měření, že proud bude v obou měřeních odměřen vždy pro stejné hodnoty napětí. Ze zadaných parametrů měření jsou vypočteny SR parametry. Dále je vypočten rozdíl naměřených proudů (odečítá se rychlejší měření od pomalejšího, takže v počátku by měl být rozdíl záporný). Tento rozdíl je třeba pomocí cyklu projít a při prvním výskytu kladného rozdílu další data označit jako neplatná, resp. je vynulovat. Tento test je nutný z toho důvodu, že jak bariérová kapacita klesá, klesá i rozdíl proudu v obou měřeních a od určitého napětí by naměřené proudy měly být v podstatě shodné. Ve skutečnosti zde ale bude existovat vždy nějaký, byť minimální rozdíl a tento rozdíl pak způsobí něco jako oscilace ve vypočteném rozdílu. Dále je vypočtený rozdíl vyhlazen a vypočtena závislost bariérové kapacity na napětí. Tato závislost je zderivována a další cyklus, podobně jako u vypočteného rozdílu projde vypočtená data a hledá kladnou hodnotu derivace. Pokud ji nalezne, další data označí za neplatná a vynuluje je. Tento test odstraní část závislosti bariérové kapacity na napětí, která je v rozporu s fyzikální podstatou. Tato nesrovnalost bude pravděpodobně způsobena vyhlazením dat vypočteného rozdílu. Z korigované závislosti kapacity jsou vypočteny posuvné proudy a změřená data o tyto proudy korigována. 4.3 Kalibrace metody Pro ověření zda metoda, resp. převodník I/U měří správně, bylo provedeno měření testovacího vzorku pomocí analyzátoru Agilent 4156C a porovnáno s měřením pomocí 19

4. Dynamické měření závěrných charakteristik... navržené metody. Jako testovací vzorek byl použit 20MΩ a 100MΩ rezistor s nízkým teplotním koeficientem, aby se zabránilo zkreslení měření vlivem rozdílné teploty, protože při měření pomocí analyzátoru není k dispozici žádná teplotní stabilizace vzorku. Přesnost výstupního napětí bude závislá na odchylce zadané hodnoty zpětnovazebních rezistorů od skutečné hodnoty a na velikosti výstupního offsetu převodníku. Protože byly vybrány rezistory s přesností 0,1% pro rozsahy 1mA, 100uA, 10uA a pro zbylé rozsahy s přesností 1% s nízkým teplotními koeficienty, lze očekávat, že metoda bude poskytovat srovnatelné výsledky jako analyzátor Agilent 4156C, viz. Obr. 4.5. 5,5 µ 5,0 µ 4,5 µ 4,0 µ R z = 2 0 M Ω R o z s a h 1 0 u A 3,5 µ I r [A ] 3,0 µ 2,5 µ 2,0 µ 1,5 µ 1,0 µ R z = 1 0 0 M Ω R o z s a h 1 u A 5 0 0,0 n 0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 0 U r [V ] Obrázek 4.5. Porovnání výsledků měření pomocí analyzátoru Agilent 4156C (přerušovaně) a navržené metody pro rozsah 10uA a 1uA (červeně). 4.4 Srovnání 1 µ 1 0 0 n R o z s a h 1 u A T e p lo ta = 3 0 C 1 0 n b e z k o re k c e, 2 0 0 0 V /1 2 0 s (1 6 V /s ) I r [A ] 1 n 1 0 0 p 1 0 p s ta tic k e m e re n i s k o re k c i 1 p 0 5 0 0 1 0 0 0 1 5 0 0 2 0 0 0 U r [V ] Obrázek 4.6. Porovnání staticky a dynamicky naměřené závěrné charakteristiky diody C3D10170H při 30 C před a po korekci. 20

... 4.4 Srovnání Na Obr. 4.6 je porovnání staticky a dynamicky naměřené závěrné charakteristiky diody C3D10170H při 30 C před a po korekci. Charakteristiky byly měřeny při rozsahu 1uA. Po korekci je vidět poměrně dobrá shoda obou charakteristik. Na charakteristice bez korekce je dobře patrný vliv posuvného proudu a jeho klesající podíl v změřeném proudu při nárůstu napětí. Od napětí cca 1125V jsou obě charakteristiky při dané rychlosti měření bez korekce shodné. Toho lze využít při měření průrazů, který obvykle nastává v oblasti, kde je již vliv posuvného proudu zanedbatelný a změřenou charakteristiku pak není třeba korigovat. 1 3 5,0 0 p T e p lo ta = 3 0 C 1 2 0,0 0 p 1 0 5,0 0 p C [F ] 9 0,0 0 p 7 5,0 0 p 6 0,0 0 p 4 5,0 0 p 0 2 0 0 4 0 0 6 0 0 8 0 0 1 0 0 0 U r [V ] Obrázek 4.7. Vypočtená závislost bariérové kapacity při korekci pro diodu C3D10170H při 30 C. Na Obr. 4.7 je vypočtená závislost bariérové kapacity na napětí pro diodu C3D10170H při 30 C. Pro závislost bariérové kapacity na napětí platí C 1 U r 1 µ T e p lo ta = 3 0 C 1 0 0 n I r [A ] 1 0 n 1 0 0 V /s 5 0 V /s 1 n 3 3 V /s 1 6 V /s 0 5 0 0 1 0 0 0 1 5 0 0 2 0 0 0 U r [V ] Obrázek 4.8. Porovnání změřených charakteristik diody C3D10170H při 30 C pro různé rychlosti měření. 21

4. Dynamické měření závěrných charakteristik... Na Obr. 4.8 jsou pro ilustraci uvedeny změřené charakteristiky bez korekce pro různé rychlosti měření. 4.5 Výhody a nevýhody navržené metody Výhody: Vysoká rychlost měření a současně velký počet změřených bodů Díky rychlosti měření potlačení tepelného zatěžování vlastním měřením Současné měření I-V a C-V charakteristiky pro velká závěrná napětí. Možnost měřit dynamicky i staticky Nevýhody: Při dynamickém měření nelze přepínat rozsahy - velká nejistota měření pro počátek rozsahu Kvalita korekce závisí na přesnosti měření a pro velmi malé proudy nemusí být korekce v počátku charakteristiky úspěšná. Při měření různých součástek a struktur je třeba vždy brát na zřetel, že se jedná o dynamické měření a že korekce umí korigovat pouze paralelně připojené kapacity ať už parazitní nebo dané typem struktury 22

Kapitola 5 Vliv neutronů na ozařovanou strukturu 5.1 Propustná charakteristika Na Obr. 5.1 je náhradní obvod MPS Schottky diody. A kov n - epi. n + Oblast driftu Substrát kov K U FB R s R sub R c Obrázek 5.1. Náhradní obvod MPS diody. Zdroj [19] U F B označuje úbytek napětí na Schottkyho bariéře, R s je odpor epitaxní vrstvy, R sub je odpor substrátu a R c je odpor obou kontaktů. Teče-li diodou proud I F, pak celkový úbytek napětí na diodě můžeme vyjádřit vztahem (1). U F = U F B + I F (R s + R sub + R c ) (1) Úbytek napětí na Schottkyho bariéře můžeme vyjádřit pomocí vztahu (2). U F B = ln ( I F +I S I S ) n k T q kde I s značí saturační proud, n je emisní koeficient (faktor ideality), k Boltzmanova konstanta, q náboj elektronu a T absolutní teplota. Odpor málo dotované epitaxní vrstvy a substrátu pro unipolární součástku můžeme vyjádřit pomocí vztahu (3). R s = w B q µ n N A Kde µ n je pohyblivost elektronů, N je koncentrace volných elektronů, w B je tloušťka vrstvy a A je plocha anody. V případě studované diody C2D05120A, která je vyrobena na 100mm waferu s tloušťkou 350µm a měrným odporem (0,015 0,028)Ω cm a při uvažované ploše anody 2,82mm 2 pak vychází odpor substrátu max. cca 348µΩ. Odpor substrátu a kontaktů lze tedy zanedbat a celkový úbytek napětí na diodě můžeme vyjádřit vztahem (4). (2) (3) 23

5. Vliv neutronů na ozařovanou strukturu... U F = ln ( I F +I S I S ) n k T q + I F R s (4). Nárůst odporu epitaxní vrstvy vlivem deaktivace nebo kompenzace příměsí.. Vznik rekombinačních center, které způsobí nárůst rekombinačního proudu. Z kapitoly 1.3 plyne, že vystavení struktury neutronovému ozáření, může způsobit: 5.1.1 Výsledky 1 0 0 m 1 m T e p lo ta 2 5 C 1 0 µ I F [A ] 1 0 0 n 1 n 1 0 p 1 0 0 f b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 (A ) 3,2 0 E + 1 3 (B ) 8,0 4 E + 1 3 (C ) 1,9 1 E + 1 4 (D ) 1 f 0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 U F [V ] Obrázek 5.2. Propustné charakteristiky diod v oblasti nízké injekce v závislosti na obdržené dávce. Na Obr. 5.2 je porovnání propustných charakteristik v oblasti nízké injekce. Z naměřených propustných charakteristik je patrné, že nárůst rekombinačního proudu pro různé dávky ozáření je naprosto minimální až nulový. Pro dávku D je vidět, že dioda je vysokou dávkou neutronů zničená. Stále vykazuje určité prahové napětí, ale má obrovský sériový odpor. Na Obr. 5.3 je porovnání propustných charakteristik v oblasti vysoké injekce (měřeno impulsně). V této části charakteristiky je dobře vidět nárůst sériového odporu vlivem deaktivace příměsí v epitaxní vrstvě. Diody/skupina n[ ] I s [A] Ref1, Ref2, Ref3 /- 1,02 5,751E-16 D1, D5, A-A, A-B /A 1,027 ± 0,005 6,496E-16 D2, B-A, B-B, B-C /B 1,027 ± 0,002 6,155E-16 D4, C-A, C-B /C 1, 044 ± 0,007 5,956E-16 D6, D-A, D-B, D-C /D 1, 082 ± 0,007 (4,88 ± 1,52)E-16 Tabulka 5.1. Odečtené parametry modelu pro propustný úbytek v oblasti nízké injekce. 24

... 5.1 Propustná charakteristika 2 0 T e p lo ta 2 5 C 1 6 1 2 I F [A ] 8 4 b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 (A ) 3,2 0 E + 1 3 (B ) 8,0 4 E + 1 3 (C ) 0 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 U F [V ] Obrázek 5.3. Propustné charakteristiky diod v oblasti vysoké injekce v závislosti na obdržené dávce. V Tab. 5.1 jsou stanovené parametry pro aproximaci propustné charakteristiky pomocí vztahu (4) v oblasti nízké injekce. U některých hodnot není uvedená směrodatná odchylka, protože byla o několik řádů menší než samotná průměrná hodnota. V porovnání s výkonovými Schottky diodami na bázi Si [20] jsou saturační proudy až o 9 řádů nižší. V závislosti na obdržené dávce se saturační proud téměř nemění. Jediný výraznější pokles je pro dávku D, ale vzhledem k velké nejistotě odečtené hodnoty saturačního proudu a také faktu, že je dioda přezářená, není tento výsledek příliš relevantní. U emisního koeficientu je vidět nepatrný nárůst. Protože se emisní koeficient nachází v exponentu, může mít i tento malý nárůst již nepatrný vliv na propustné charakteristiky. 1,0 9 1,0 8 1,0 7 y = 1,0 2 0 4 + (3,1 6 1 7 E -1 6 )x 1,0 6 n [-] 1,0 5 1,0 4 1,0 3 1,0 2 0,0 0 E + 0 0 0 5,0 0 E + 0 1 3 1,0 0 E + 0 1 4 1,5 0 E + 0 1 4 2,0 0 E + 0 1 4 φ [1 /c m 2 ] Obrázek 5.4. Nárůst emisního koeficientu v závislosti na obdržené dávce. 25

5. Vliv neutronů na ozařovanou strukturu... Na Obr. 5.4 je nárůst emisního koeficientu v závislosti na obdržené dávce. Vynesenou závislost můžeme popsat rovnicí (5). n(φ) = n 0 + K n φ (5) kde n 0 je počáteční emisní koeficient, φ je obdržená dávka a K n je koeficient nárůstu emisního koeficientu. V Tab. 5.2 jsou uvedeny parametry počátečního emisního koeficientu a koeficientu jeho nárůstu pro diody C2D05120A: n [-] K n [cm 2 ] 1,0204 3,1617E-16 Tabulka 5.2. Počáteční emisní koeficient a koeficient nárůstu emisního koeficientu pro diody C2D05120A. V Tab. 5.3 jsou relativní poklesy vodivosti v závislosti na obdržené dávce. Poklesy byly stanoveny z rozdílů vodivostí zcharakterizovaných diod. 1/R s0 značí vodivost před ozářením a 1/R s po ozáření. Dioda/skupina 1/R s0 [S] 1/R s [S] R s0 /R s [-] D1/A 9,185 8,740 0,952 D2/B 9,141 5,741 0,628 D4/C 8,457 0,895 0,106 D6/D 8,514 2,53E-6 0,297E-6 Tabulka 5.3. Relativní pokles vodivosti v závislosti na obdržené dávce. V Tab. 5.4 jsou uvedeny absolutní změny vodivosti vůči referenční vodivosti v závislosti na obdržené dávce. Dávka [1/cm 2 ] 1/R s [S] 0 8,842 ± 0,341 6,46E+12 8,418 3,20E+13 5,553 8,04E+13 0,937 1,91E+14 2,6E-6 Tabulka 5.4. Pokles vodivosti v závislosti na obdržené dávce. Referenční vodivost byla určena z referenčních diod a ze změřených charakteristik diod před ozářením. Na Obr. 5.5 je pokles vodivosti v závislosti na obdržené dávce. Závislost by měla být vzhledem k vztahu (3) lineární, protože vodivost je přímo úměrná dotaci epitaxní vrstvy. Vynesenou závislost můžeme popsat rovnicí (6). 1/R s (φ) = 1/R s0 K s φ (6) kde 1/R s0 je počáteční vodivost, φ je obdržená dávka a K s je koeficient degradace vodivosti. 26

... 5.1 Propustná charakteristika 1 0 8 y = 8,8 9 8 -(9,9 6 3 E -1 4 )x 6 1 /R s [S ] 4 2 0 0,0 0 E + 0 0 0 2,0 0 E + 0 1 3 4,0 0 E + 0 1 3 6,0 0 E + 0 1 3 8,0 0 E + 0 1 3 φ [1 /c m 2 ] Obrázek 5.5. Pokles vodivosti v závislosti na obdržené dávce. V Tab. 5.5 jsou uvedeny parametry počáteční vodivosti a koeficient degradace vodivosti pro diody C2D05120A: 1/R s0 [S] K s [cm 2 /Ω] 8,898 9,963E-14 Tabulka 5.5. Počáteční vodivost a koeficient degradace vodivosti pro diody C2D05120A. 5,5 x 1 0 1 5 5,0 x 1 0 1 5 4,5 x 1 0 1 5 4,0 x 1 0 1 5 N [1 /c m 3 ] T e p lo ta = 2 5 C 3,5 x 1 0 1 5 3,0 x 1 0 1 5 2,5 x 1 0 1 5 2,0 x 1 0 1 5 1,5 x 1 0 1 5 b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 (A ) 3,2 0 E + 1 3 (B ) 8,0 4 E + 1 3 (C ) 0,0 0,5 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 4,0 4,5 W [u m ] Obrázek 5.6. Koncentrační profily v závislosti na obdržené dávce. Na Obr. 5.6 je porovnání koncentračních profilů ozářených diod C2D05120A, měřených při teplotě 25 C v závislosti na obdržené dávce. Koncentraci volných elektronů lze stanovit z C-V charakteristiky (závislost bariérové kapacity na napětí) určením koncentračního profilu podle vztahu (7). C 3 N(W ) = qε r ε 0 A 2 dc/dv (7) 27

5. Vliv neutronů na ozařovanou strukturu... kde W označuje hloubku koncentrace, ε r je dielektrická konstanta, ε 0 je permitivita vakua, A je plocha anody a q je náboj elektronu. Hloubku určíme podle vztahu (8). W = ε rε 0 A (8) C Naměřené koncentrační profily ukazují pokles koncentrace v závislosti na obdržené dávce, což dobře koresponduje s propustnými charakteristikami v oblasti vysoké injekce, protože vodivost epitaxní vrstvy je přímo úměrná velikosti dotace. Z naměřených koncentračních profilů lze stanovit pokles koncentrace volných elektronů v epitaxní vrstvě v závislosti na obdržené dávce. Diody/skupina N[1/cm 3 ] Ref1, Ref2, Ref3 /- (5,325 ± 0,077)E+15 D1, D5, A-A, A-B /A (5,250 ± 0,047)E+15 D2, B-A, B-B, B-C /B (4,541 ± 0,024)E+15 D4, C-A, C-B /C (2,959 ± 0,009)E+15 Tabulka 5.6. Odečtené parametry modelu pro propustný úbytek v oblasti nízké injekce. Koncentrace byla stanovena pro hloubku 3,5µm. Na Obr. 5.7 je vynesená závislost. 5,5 E 1 5 5,0 E 1 5 4,5 E 1 5 N [1 /c m 3 ] y = (5,4 1 0 4 E + 1 5 )-3 0,0 0 7 3 x 4,0 E 1 5 3,5 E 1 5 3,0 E 1 5 0,0 2,0 E 1 3 4,0 E 1 3 6,0 E 1 3 8,0 E 1 3 φ [1 /c m 2 ] Obrázek 5.7. Pokles koncentrace volných elektronů v závislosti na obdržené dávce. Vynesenou závislost můžeme popsat rovnicí (9). N(φ) = N 0 K N φ (9) kde N 0 je počáteční koncentrace, φ je obdržená dávka a K N koncentrace. je koeficient degradace 28

... 5.2 Závěrná charakteristika V Tab. 5.7 jsou uvedeny parametry počáteční koncentrace a koeficient degradace koncentrace pro diody C2D05120A: N 0 [1/cm 3 ] K N [cm 1 ] 5,4104E+15 30,239 Tabulka 5.7. Počáteční koncentrace a koeficient degradace koncentrace pro diody C2D05120A. 1,0 0 k o n c e n tra c e 0,7 5 N o rm [-] 0,5 0 0,2 5 v o d iv o s t 0,0 0 0,0 0 E + 0 0 0 2,0 0 E + 0 1 3 4,0 0 E + 0 1 3 6,0 0 E + 0 1 3 8,0 0 E + 0 1 3 φ [1 /c m 2 ] Obrázek 5.8. Porovnání rychlosti degradace vodivosti vs. koncentrace. Při znormování závislosti poklesu koncentrace a vodivosti, můžeme tyto dvě závislosti porovnat. Na Obr. 5.8 je porovnání těchto závislostí. Sklon obou křivek není stejný což znamená, že pokud předpokládáme, že odpor epitaxní vrstvy je definován vztahem (3), pak by mohlo docházet vlivem neutronového záření i k poklesu pohyblivosti elektronů. V článku [21], který se zabývá studiem vlivu neutronového záření na elektrické vlastnosti SiC J-FET tranzistoru, byl popsán pokles pohyblivosti nosičů vlivem rozptylu volných nosičů na ionizovaných příměsích. Pokles pohyblivosti byl stanoven pro dávky v řádu 10 15 [1/cm 2 ] což je mnohem více než v případě navrženého experimentu v rámci této práce, ale při porovnání vlivu neutronového záření na studovaný J-FET tranzistor, je významnější pokles elektrických parametrů až pro dávky 5 10 14 [1/cm 2 ], což je mnohem více než v případě studované MPS diody. Proto je možné, že by tento efekt mohl v případě studované MPS diody nastat už při nižších dávkách. 5.2 Závěrná charakteristika Na základě popisu vlivu radiace na polovodiče v kap. 1.3, lze předpokládat následující vliv neutronového záření na studované diody:. Nárůst generačního proudu vlivem vytvoření generačních center. Nárůst průrazného napětí vlivem poklesu dotace epitaxní vrstvy 29

5. Vliv neutronů na ozařovanou strukturu... 5.2.1 Výsledky Na Obr. 5.9 je porovnání závěrných charakteristik v oblasti malých závěrných napětí a na Obr. 5.10 je porovnání průrazných napětí v závislosti na obdržené dávce. Z naměřených charakteristik lze říci, že diody v porovnání s výkonovými Schottky diodami na bázi Si [20] nevykazují téměř žádný nárůst generačního proudu. Tento jev by se dal vysvětlit velkou šířkou zakázaného pásu, která je pro SiC v porovnání s Si cca 3x větší. Jediný efekt, který lze pozorovat v oblasti nízkých závěrných napětí, je navyšování rychlosti nárůstu závěrného proudu na nominální hodnotu. T e p lo ta = 2 5 C 1 0 p 1 p I r [A ] 1 0 0 f 1 0 f b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 (A ) 3,2 0 E + 1 3 (B ) 8,0 4 E + 1 3 (C ) 1,9 1 E + 1 4 (D ) 0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 U r [A ] Obrázek 5.9. Porovnání závěrných charakteristik v oblasti malých závěrných napětí v závislosti na obdržené dávce. 1 0 0 µ T e p lo ta = 2 5 C 1 0 µ I r [A ] 1 µ 1 0 0 n 1 5 0 0 1 8 0 0 2 1 0 0 2 4 0 0 U r [V ] b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 (A ) 3,2 0 E + 1 3 (B ) 8,0 4 E + 1 3 (C ) 1,9 1 E + 1 4 (D ) Obrázek 5.10. Porovnání průrazných napětí v závislosti na obdržené dávce. Průrazné napětí s narůstající dávkou nejdříve klesá, což je v rozporu s prvotním předpokladem a od dávky C narůstá. Tento fakt by mohl být způsoben buď velkým 30

... 5.2 Závěrná charakteristika rozptylem průrazných napětí u jednotlivých vzorků nebo tím, že v počátcích ozařování, kdy celková dávka je malá a tedy pokles dotace epitaxní vrstvy je malý, převažuje jiný mechanismus, který mění hodnotu průrazného napětí. S jistou lze ale říci, že se zvyšující se dávkou samotný průraz diody tzv. měkne to znamená, že při průrazu není nárůst závěrného proudu tak prudký. V Tab. 5.8 jsou odečtené hodnoty průrazných napětí. Diody/skupina U br [V] Ref1, Ref2, Ref3 /- 2029,3 ± 18 D1, D5, A-A, A-B /A 1958 ± 11 D2, B-A, B-B, B-C /B 1939,3 ± 26 D4, C-A, C-B /C 2001 ± 18 D6, D-A, D-B, D-C /D 2229,6 ± 18 Tabulka 5.8. Průrazná napětí diod v závislosti na obdržené dávce při závěrném proudu 80uA. 31

Kapitola 6 SPICE model MPS diody Při dnešním vývoji elektroniky je snad až pravidlem, že se jednotlivé funkční bloky nejdříve simulují. Díky tomu, že lze simulacemi ověřit různé možnosti bez fyzického návrhu a měření, přináší simulace velkou finanční a časovou úsporu. Na výsledky simulací je však třeba pohlížet s nedůvěrou, protože výsledek simulace bude vždy tak přesný, jak přesně bude daný model popisovat reálnou situaci. Při vytváření modelů elektronických součástek existují dva přístupy, jak daný model vytvořit. První přístup je modelování fyzikálních jevů v dané součástce. Tento přístup sice vyžaduje znalost analytického popisu daných jevů, ale většinou poskytuje přesnější výsledky, avšak za cenu rychlosti výpočtu, a také je třeba znát fyzikální parametry dané součástky (plochy kontaktů, tloušťky jednotlivých vrstev, dotace apod.). Druhým přístupem je vytvoření matematického popisu, který dobře aproximuje změřené charakteristiky. Tímto způsobem, lze veškeré parametry modelu získat z naměřených charakteristik. 6.1 Popis modelu V rámci této práce, je použit unifikovaný model diody, někdy též nazýván jako Mantooth unified diode model, podle H. Alan Mantooth [22 24], který daný model vytvořil. Jedná se o univerzální model, kterým lze modelovat jak signálové, tak i výkonové diody. Modelem lze modelovat propustné a závěrné charakteristiky, dynamické jevy a závislost na teplotě. Pro modelování činnosti SiC MPS diody byla z modelu využita část propustné a závěrné charakteristiky a závislosti na teplotě. 6.1.1 Propustná charakteristika Obrázek 6.1. Příklad propustné charakteristiky modelu diody. Převzato z [22] 32

... 6.1 Popis modelu Na Obr. 6.1 je příklad propustné charakteristiky obecné diody. Charakteristiku můžeme pomyslně rozdělit na několik částí a každou modelovat zvlášť. Oblast rekombinačního proudu je modelováná standardní Shockleyho rovnicí vztahem (1). i rec = ISR (e Uj/NR U T 1) (1) kde ISR je saturační proud, NR je emisní koeficient (faktor ideality), U T teplotní napětí a U j napětí na přechodu. Nastavením parametru ISR = 0 můžeme vliv rekombinačního proudu vyloučit. Oblasti nízké injekce, vysoké injekce, emitorové rekombinace a sériového odporu jsou typické pro výkonové diody. Pokud je specifikován parametr ISH, což je saturační proud v oblasti vysoké injekce, pak je oblast nízké a vysoké injekce popsána společným vztahem (2), pokud parametr ISH definován není, pak je oblast nízké injekce popsána vztahem (1), ale s parametry ISL, NL. i O = [ 1 + 1 + ( 2 ISL ISH 2 i L ) ] 1/Neff (2) Neff e Vj/V T kde i L je injekční proud v oblasti nízké injekce, ISL a ISH jsou saturační proudy pro oblast nízké a vysoké injekce. Parametr N eff je definován vztahem (3). N eff = 1 1 NL 1 NH kde NL a NH jsou emisní koeficienty pro oblast nízké a vysoké injekce. Oblast emitorové rekombinace, která je typická pro PiN diodu je popsána podobně jako oblast rekombinačního proudu vztahem (4). (3) i e = ISE (e Uj/NE U T 1) (4) kde ISE je saturační proud a N E je emisní koeficient pro oblast emitorové rekombinace. Nastavením parametru ISE = 0 můžeme vliv emitorové rekombinace vyloučit. Při modelování signálových diod je někdy žádoucí dosáhnout stejného efektu v oblasti vysoké injekce, který u výkonových diod způsobuje emitorová rekombinace. Tohoto jevu můžeme dosáhnout vztahem (5). i D = i DF 1 + i DF IKF kde i D je celkový proud diodou, i DF je součet jednotlivých složek proudu modelu a parametr IKF modeluje efekt emitorové rekombinace. Pokud je parametr IKF definován, pak model nebere v úvahu parametry ISH a NH. 6.1.2 Závěrná charakteristika Použitý model umožňuje při modelování závěrné charakteristiky použít celkem až 5 možných jevů, které ovlivňují tvar závěrné charakteristiky. Prvním jevem je změna paralelně připojené vodivosti, která se mění s teplotou (parametr GREV, TGREV) a pomáhá řešit problém s konvergencí řešení kolem 0V při přechodu z propustné do závěrné oblasti a opačně. Druhým jevem je exponenciální nárůst závěrného proudu, který se vyskytuje u Zenerových diod. Tento nárůst je modelován rovnicí (6). (5) 33

6. SPICE model MPS diody... i z = ISZ (e Uj/NZ U T 1) (6) Třetím jevem je lavinový průraz. Proud při lavinovém průrazu je popsán vztahem (7). i BD = IBV (e (Uj+BV )/NBV U T e BV/NBV U T ) (7) kde IBV je počáteční proud při průrazu, BV je průrazné napětí a N BV je emisní koeficient v oblasti průrazu. Čtvrtým jevem, který umí model zahrnout při modelování závěrné charakteristiky a tím nabídnout další možnost, jak se přiblížit k reálné charakteristice, je definice parametru IKR, což je obdoba parametru IKF, ale pro závěrnou oblast. Pátým jevem je možnost definice sériového odporu zvlášť pro závěrnou a propustnou oblast. 6.1.3 Teplotní závislost Teplotní závislost saturačního proudu je definována vztahem (8). ( ) T XT I/N IS(T ) = IS(T NOM) e [(T/T NOM) 1] ((EG/N) U T ) T NOM kde XT I je parametr teplotní závislosti saturačního proudu, EG je teplotně závislá šířka zakázaného pásu a N je teplotně závislý emisní koeficient. Teplotní závislost emisního koeficientu je definována vztahem (9). N(T ) = N(T NOM) [1 + T N1(T T NOM) + T N2(T T NOM) 2 ] (9) kde T N1 a T N2 je lineární a kvadratický teplotní koeficient. Teplotní závislost sériového odporu je definována vztahem (10). (8) RS(T ) = RS(T NOM) [1 + T RS1(T T NOM) + T RS2(T T NOM) 2 ] (10) kde T RS1 je lineární teplotní koeficient a T RS2 je kvadratický teplotní koeficient. Teplotní závislost šířky zakázaného pásu pro SiC je definována vztahem (11). 6.1.4 Úprava modelu EG(T ) = EG(300K) 3,3 10 3 (T 300K) (11) Do modelu byly přidány podle [25] teplotní závislosti průrazného napětí vztah (12) a proudu při průrazu vztah (13). BV (T ) = BV (T NOM) [1 + T BV 1(T T NOM) + T BV 2(T T NOM) 2 ] (12) IBV (T ) = IBV (T NOM) [1 + T IBV 1(T T NOM) + T IBV 2(T T NOM) 2 (13) ] kde T BV 1 a T BV 2 resp. T IBV 1 a T IBV 2 je lineární a kvadratický koeficient teplotní závislosti průrazného napětí, resp. proudu při průrazu. Pro modelování závěrné charakteristiky byl do modelu podle [26] přidán efekt snižování Schottkyho bariéry pomocí koeficientu KLOW (14). KLOW = e ( klow 4 U p T j ) (14) 34

... 6.2 Implementace a kalibrace modelu Teplotní závislost saturačního proudu pro závěrnou charakteristiku nešla dobře aproximovat vztahem (8), a proto byla navržena jiná aproximace pomocí vztahu (15). ISZ(T ) = ISZ(T NOM) [1 + T ISZ1(T T NOM) + T ISZ2(T T NOM) 2 ] (15) 6.1.5 Vliv neutronového záření Z analýzy v kapitole 5, byly určeny následující závislosti pro implementaci do SPICE modelu. Vztah (16) představuje závislost emisního koeficientu na obdržené dávce a vztah (17) představuje závislost sériové vodivosti diody na obdržené dávce. n(φ) = n 0 + K n φ (16) 1/R s (φ) = 1/R s0 K s φ (17) Jiné významné parametry SPICE modelu, které by neutronové záření ovlivňovalo, nebyly identifikovány. 6.2 Implementace a kalibrace modelu Použitý model z [22 24] byl implementován v simulačním softwaru Cadence PSPICE. 1/Grev A MID Rs K GDIODE Obrázek 6.2. SPICE model MPS diody. Na Obr. 6.2 je obvodové schéma zapojení SPICE modelu diody. Zdroj GDIODE je napětím řízený zdroj proudu. Rs je sériový odpor diody a Grev je paralelní vodivost, která pomáhá ke konvergenci řešení v oblasti nulového napětí a zajišťuje hladký přechod z propustné polarizace do závěrné a opačně. Proud zdroje GDIODE je definován jako součet proudu pro propustnou a závěrnou polarizaci. Každý z těchto proudů je definován pomocí vztahů uvedených výše. Při implementaci jednotlivých vztahů je třeba zvolit správně znaménko podle toho, zda popisujeme proud pro propustnou nebo závěrnou polarizaci. V Tab. 6.1 jsou uvedeny a popsány všechny parametry SPICE modelu diody, které je třeba před použitím modelu definovat. 35

6. SPICE model MPS diody... Parametr Popis Hodnota Propustná charakteristika ISR [A] Saturační proud pro oblast rekombinace 6.813E-16 NR [-] Emisní koeficient pro oblast rekombinace 1.019 Res [Ω] Sériový odpor 0.108 Závěrná charakteristika Klow [K/V p/4 ] Koeficient snižování Schottkyho bariéry 441 p [-] Koeficient snižování Schottkyho bariéry 1 ISZ [A] Saturační proud pro oblast závěrné polarizace 1.26E-13 NZ Emisní koeficient pro oblast závěrné polarizace 9732 BV [V] Průrazné napětí 2110.7 IBV [A] Proud při průrazném napětí 2.05E-5 NBV [-] Emisní koeficient v oblasti průrazného napětí 0.2 GREV [S] Paralelní vodivost 2.5E-12 Teplotní závislost T [ C] Teplota při simulaci undef Tnom [ C] Teplota, pro kterou byly určeny parametry modelu 27 XTIR [-] Teplotní závislost ISR 5.276 TRS1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient Res 0.00493 TRS2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient Res 7.8156E-5 TN1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient NR -1.071E-4 TN2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient NR -1.107E-5 TNZ1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient NZ -0.00477 TNZ2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient NZ 1.05E-5 TISZ1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient ISZ 0.0357 TISZ2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient ISZ -5.716E-6 TBV1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient BV 3.22E-4 TBV2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient BV 1.17E-6 TIBV1 [ C 1 ] Lineární teplotní koeficient IBV 0.00775 TIBV2 [ C 2 ] Kvadratický teplotní koeficient IBV 3.42E-5 Neutronové záření F [1/cm 2 ] Fluence neutronového záření undef Ks [cm 2 /Ω] Koeficient poklesu sériové vodivosti 1/Res 9.963E-14 Kn [cm 2 ] Koeficient nárůstu emisního koeficientu 3.1617E-16 Tabulka 6.1. Popis a hodnoty parametrů SPICE modelu diody. Výpis implementace PSPICE modelu MPS diody C2D05120A.SUBCKT SiCSchottkyENH A K.PARAM: 36

... 6.2 Implementace a kalibrace modelu ****Temp********** + T=27, + TNOM=27, + XTIR=5.276, + EG=1.26, + TRS1=0.00493, + TRS2=7.8156E-5, + TN1=-1.071E-4, + TN2=-1.107E-5, + TNZ1=-0.00477, + TNZ2=1.05E-5, + TISZ1=0.0357, + TISZ2=-5.716E-6, + TBV1=3.22E-4, + TBV2=1.17E-6, + TIBV1=0.00775, + TIBV2=3.42E-5 ****DC forward**** + ISR=6.813E-16, + NR=1.019, + Res=0.108 ****DC reverse**** + Klow=441 + p=1 + ISZ=1.26E-13, + NZ=9732, + NBV=0.2, + BV=2110.7, + IBV=2.05E-5, + GREV=2.5E-12 ****************** + q=1.602e-019, + k=1.38e-023, + Vt={(k*(T+273))/q}, ****Neutrons****** + F=3.20E+13, + Ks=9.963E-14, + Kn=3.1617E-16, + GS {LIMIT((1/RS(T)-Ks*F),2.5E-6,1000)}, + NRN {NRT(T)+Kn*F} *** TEMP FWD ***.FUNC EG_T(T) {EG-3.3*0.001*((T+273)-300)}.FUNC NRT(T) {NR*(1+TN1*(T-TNOM)+TN2*(T-TNOM)*(T-TNOM))}.FUNC ISRT(T) {ISR*pwr(T/TNOM,XTIR/NRT(T))*exp((T/TNOM-1)*(EG_T(T) +/NRT(T)*Vt))}.FUNC RS(T) {Res*(1+TRS1*(T-TNOM)+TRS2*(T-TNOM)*(T-TNOM))} *** TEMP REV *** 37

6. SPICE model MPS diody....func NZT(T) {NZ*(1+TNZ1*(T-TNOM)+TNZ2*(T-TNOM)*(T-TNOM))}.FUNC ISZT(T) {ISZ*(1+TISZ1*(T-TNOM)+TISZ2*(T-TNOM)*(T-TNOM))}.FUNC BVT(T) {BV*(1+TBV1*(T-TNOM)+TBV2*(T-TNOM)*(T-TNOM))}.FUNC IBVT(T) {IBV*(1+TIBV1*(T-TNOM)+TIBV2*(T-TNOM)*(T-TNOM))} *** DC forward ***.FUNC IRec(V) {ISRT(T)*(exp(V/(NRN*Vt))-1)} **.FUNC Idf(V) {IRec(V)} *** DC reverse ***.FUNC IZ(V) {-(ISZT(T)*(exp(-(V)/(NZT(T)*Vt))-1))*exp(Klow*PWR(PWR( +abs(v),p),1/4)/(273+t))}.func IBD(V) {-IBVT(T)*(exp(-(V+BVT(T))/NBV*Vt)-exp(-BVT(T)/NBV*Vt))} **.FUNC Idr(V) {IZ(V)+IBD(V)} GDIODE A MID VALUE={Idf(V(A,MID))+Idr(V(A,MID))} Rs MID K {1/GS} Rrev A MID {1/GREV}.ENDS I F [A] 10 1 100m 10m 1m 100µ 10µ 1µ 100n 10n 1n 100p 10p 1p 100f 10f 125 C simulovane zmerene 27 C 75 C 0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 U F [V] I F [A] 10 0 0,0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 a) b) 9 8 7 6 5 4 3 2 1 simulovane zmerene Obrázek 6.3. Porovnání naměřených a simulovaných propustných charakteristik a) v oblasti nízké injekce, b) v oblasti vysoké injekce. U F [V] 27 C 75 C 125 C Na Obr. 6.3 je porovnání změřených charakteristik v oblasti nízké a vysoké injekce. Z grafů je vidět dobrá shoda jednotlivých simulovaných charakteristik s naměřenými daty. Charakteristiky byly simulovány pro parametr T = [27,75,125], takže i teplotní závislost jednotlivých parametrů jsou v dobré shodě se skutečnými teplotními závislostmi. Na Obr. 6.4 je porovnání změřených a simulovaných charakteristik v oblasti nízkých závěrných napětí a v oblasti průrazu. V oblasti průrazu je vidět poměrně dobrá 38

... 6.3 Simulace 100µ 10µ 1µ simulovane zmerene DUSPICEUmodel 50µ 40µ simulovane zmerene I R [A] 100n 10n 1n 125 C I R [A] 30µ 20µ 125 C 75 C 27 C 100p 10p 1p 75 C 27 C 0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 U R [V] 10µ 1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 U R [V] a) b) Obrázek 6.4. Porovnání naměřených a simulovaných závěrných charakteristik a) v oblasti nízkých závěrných napětí, b) v oblasti průrazu. shoda s naměřenými charakteristikami. I teplotní závislost průrazného napětí je v dobré shodě s naměřenými daty. V oblasti nízkých závěrných napětí se charakteristiky příliš neshodují, ale např. v porovnání se standardním SPICE modelem (čárkovaně), který byl navržen tak, aby se charakteristiky shodovaly v oblasti kolem 300V je aproximace navrženým modelem mnohem lepší. Se standardním SPICE modelem, nelze dosáhnout požadovaného sklonu. 1 1 1 0 T e p lo ta = 2 7 C I F [A ] 9 8 7 6 5 4 3 2 1 P a ra m e tr F : 0 6,4 6 E + 1 2 3,2 0 E + 1 3 8,0 4 E + 1 3 0 0,0 0 0,2 5 0,5 0 0,7 5 1,0 0 1,2 5 1,5 0 1,7 5 2,0 0 2,2 5 U F [V ] Obrázek 6.5. Úkázka simulovaných propustných charakteristik pro různé hodnoty parametru F - SPICE modelu. Na Obr. 6.5 je porovnání simulovaných propustných charakteristik pro různé hodnoty parametru F, který představuje obdrženou dávku. 6.3 Simulace Pro ukázku činnosti diody v prostředí se zvýšenou úrovní neutronové radiace byl vybrán jednocestný diodový usměrňovač. Usměrňovač byl buzen sinusovým signálem o efektivní 39

6. SPICE model MPS diody... hodnotě 230V a frekvenci 50Hz, tzn. standardní rozvodní síť nízkého napětí, a zatížen odporovou zátěží o velikosti 57.5Ω, což znamená, že střední hodnota výkonu na zátěži v případě ideálního spínače na místo diody je cca 456,42W. Na Obr. 6.6 je schéma zapojení usměrňovače. D1 VOFF = 0 VAMPL = 325 FREQ = 50 AC = 0 V1 SiCSchottky R1 57.5 0 Obrázek 6.6. Schéma zapojení usměrňovače. 4 5 4 0 3 5 b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 3,2 0 E + 1 3 8,0 4 E + 1 3 3 0 P D [W ] 2 5 2 0 1 5 1 0 5 0 0,0 0 0,0 1 0,0 2 0,0 3 0,0 4 0,0 5 0,0 6 c a s [s ] Obrázek 6.7. Výkonová ztráta na diodě pro různé dávky ozáření. Na Obr. 6.7 jsou zobrazeny okamžité ztráty na diodě pro různé dávky ozáření. Ze simulovaných dat je patrné, že ztráta na diodě roste tak rychle, jak klesá vodivost epitaxní vrstvy. 40

... 6.3 Simulace Na Obr. 6.8 jsou zobrazeny úbytky napětí na diodě pro různé dávky ozáření. Úbytek na diodě se pro závěrnou polarizaci s dávkou téměř nemění. Na Obr. 6.9 je zobrazen detail úbytků napětí v propustné polarizaci diody pro různé dávky ozáření. Propustný úbytek roste tak rychle, jak rychle klesá vodivost epitaxní vrstvy. Ze simulovaných charakteristik je zřejmé, že v případě práce usměrňovače v prostředí se zvýšenou neutronovou radiací bude klesat účinnost usměrňovače. Pro vysoké dávky bude odpor diody natolik velký, že úbytek v propustné polarizaci začne být srovnatelný s úbytkem v závěrné polarizaci a tím přestane usměrňovač plnit svou funkci. 0-5 0-1 0 0-1 5 0 U A K [V ] -2 0 0-2 5 0-3 0 0-3 5 0-4 0 0-4 5 0 b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 3,2 0 E + 1 3 8,0 4 E + 1 3 0,0 0 0,0 1 0,0 2 0,0 3 0,0 4 0,0 5 0,0 6 c a s [s ] Obrázek 6.8. Úbytky napětí na diodě pro různé dávky ozáření. 6 5 4 U A K [V ] 3 2 1 0-1 b e z o z a re n i 6,4 6 E + 1 2 3,2 0 E + 1 3 8,0 4 E + 1 3 0,0 2 2 0,0 2 4 0,0 2 6 0,0 2 8 c a s [s ] Obrázek 6.9. Úbytky napětí na diodě pro různé dávky ozáření - detail. 41

Kapitola 7 Závěr V rámci studia vlivu neutronového záření na diody C2D05120A bylo zjištěno, že neutronové záření značně negativně ovlivňuje propustné charakteristiky. Nejvýraznější vliv byl zjištěn u sériového odporu diody, který je převážně tvořen odporem epitaxní vrstvy. Z naměřených závislostí poklesu koncentrace volných elektronů a poklesu vodivosti diody v oblasti vysoké injekce, kde se projevuje hlavně vodivost (odpor) epitaxní vrstvy, bylo zjištěno, že pokles vodivosti je způsoben nejen poklesem dotace vlivem deaktivace příměsí v epitaxní vrstvě, ale pravděpodobně také poklesem pohyblivosti elektronů. Při porovnání s katalogovými údaji, lze odhadnout, že diody splňují katalogové údaje pro propustné charakteristiky, tj. úbytek max. 1,8V/5A (27 C), až do dávky B(3,20E+13). U vyšších dávek je již nárůst sériového odporu diody příliš velký. Z hlediska vlivu neutronového záření na závěrné charakteristiky nebylo zjištěno ani pro jednu dávku překročení katalogových údajů. Závěrný proud se s narůstající dávkou téměř nemění, pouze u vyšších dávek je v oblasti nízkých závěrných napětí patrný rychlejší nárůst proudu na nominální hodnotu. Vliv neutronů na průrazné napětí se z dostupných vzorků nepodařilo jednoznačně určit, nicméně do dávky C vykazovaly vzorky klesající tendenci průrazného napětí. Dále byla v rámci této práce popsána a navržena metoda pro dynamické měření statických závěrných charakteristik výkonových součástek (v rámci této práce pro měření diod). Navržená metoda poskytuje srovnatelné výsledky jako klasické statické měření, ale za podstatně kratší čas. Metoda se hodí pro rychlé charakterizace výkonových součástek, kde není vyžadována velká přesnost měření. Pro přesná měření je vhodně zvolit statický režim, který navržená metoda také umožňuje. Dále byl v rámci zadání práce navržen SPICE model SiC MPS Schottky diody C2D05120A od společnosti Cree. Navržený model umožňuje přesně modelovat propustné charakteristiky studované diody a v porovnání s klasickým SPICE modelem, nabízí mnohem lepší shodu simulovaných a změřených dat v oblasti závěrných charakteristik. Model diody má implementovány i teplotní závislosti a také umožňuje simulaci vlivu neutronového záření zadáním parametru F (fluence) v modelu. 42

Literatura [1] Stephen E. Saddow and Anant K. Agarwal. Advances in Silicon Carbide Processing and Applications. Artech House, 1st edition, 2004. [2] Ioffe Physical Technical Institute. Physical properties of semiconductors - SiC. http://www.ioffe.ru/sva/nsm/semicond/sic/index.html. [3] Robert Perret. Power Electronics Semiconductor Devices. John Wiley & Sons, 1st edition, 2010. [4] Helmuth Spieler. Introduction to Radiation-Resistant Semiconductor Devices and Circuits. Lawrence Berkeley National Laboratory, 1996. http://www-physics.lbl.gov/~spieler/radiation_effects/rad_tutor.pdf. [5] Z. Doležal. Polovodičové detektory v jaderné a subjaderné fyzice - Text k přednášce JSF101p1a. Karlova Univerzita, 2007. http://www-ucjf.troja.mff.cuni.cz/~dolezal/teach/semicon. [6] C. Clayes and E. Simoen. Radiation Effects in Advanced Semiconductor Materials and Devices. Springer, 1st edition, 2002. [7] K. Iniewski. Radiation Effects in Semiconductors. CRC Press, 1st edition, 2011. [8] Mrinal K. Dasa, Brett A. Hull, James T. Richmond, Bradley Heath, Joseph J. Sumakeris, and Adrian R. Powell. Ultra high power 10 kv, 50 a SiC PiN diodes. IEEE, 2005. [9] Nam-Oh Kim, Wan-Ki Min, Kyung-Min Sung, Kuzama Suzuki, Yasonuri Tanaka, and Hiromichi Ohashi. Electric and physical chacteritics of a SiC-PiN Diode for high-power devices. IEEE, 2008. [10] J. Lutz, H. Schlangenotto, U. Scheuermann, and R. De Doncker. Semiconductor Power Devices. Springer, 1st edition, 2011. [11] Seong-Jin Kim, Dong-Ju Oh, Soon-Jae Yu, and Yong-Deuk Woo. Breakdown voltage characteristics of sic schottky barrier diode with aluminum deposition edge termination structure. IEEE, 2006. [12] Cree, Inc. Cpw3-1700-s025b datasheet, 2010. http://www.cree.com/~/media/files/cree/power/data%20sheets/cpw31700s025b. pdf. [13] P. Alexandrova, W. Wrighta, M. Pana, M. Weinera, L. Jiaob, and J.H Zhao. Demonstration of high voltage (600-1300 V), high current (10-140 A), fast recovery 4H-SiC p-i-n/schottky(mps) barrier diodes. Solid-State Electronics, 2003. [14] Cree, Inc. C2m0080120d, 2013. http://www.cree.com/~/media/files/cree/power/data%20sheets/c2m0080120d.pdf. [15] Benda V. A0m13mkv - přednášky, 2012. [16] W. Bergner, F. Bjoerk, D. Domes, and G. Deboy. Infineon 1200v SiC JFET - the new way of efficient and reliable high voltages switching. Infineon, 2011. [17] K. Ishikawa, H. Onose, Y. Onose, T. Ooyanagi, T. Someya, N. Yokoyama, and H. Hozouji. Normally-off SiC-JFET inverter with low-voltage control and a highspeed drive circuit. IEEE, 2007. 43

Literatura... [18] F. Nava, A. Castaldini, A. Cavallini, P. Errani, and V. Cindro. Radiation detection properties of 4H-SiC schottky diodes irradiated up to 10 16 n/cm2 by 1 MeV neutrons. IEEE, 2006. [19] Hui Zhang, Leon M. Tolbert, and Burak Ozpineci. System modeling and characterization of sic schottky power diodes. IEEE, 2006. [20] J. A. Kulisek. The Effects of Nuclear Radiation on Schottky Power Diodes and Power MOSFETs. PhD thesis, The Ohio State University, 2010. [21] F. Barry McLean, James M. McGarrity, Charles J. Scozzie, C. Wesley Tipton, and W. Merle DeLancey. Analysis of neutron damage in high-temperature silicon carbide jfets. IEEE, 1994. [22] H. Alan Mantooth and Jeffrey L. Duliere. Unified diode model for circuit simulation. IEEE, 1997. [23] H. Alan Mantooth, Jeffrey L. Duliere, and R. Glenn Perry. A systematic approach to power diode characterization and model validation. IEEE, 1995. [24] Ty R. McNutt, Jr. Allen R. Hefner, H. Alan Mantooth, Jeffrey L. Duliere, David W. Berning, and Ranbir Singh. Silicon carbide pin and merged pin schottky power diode models implemented in the saber circuit simulator. IEEE, 2004. [25] Cadence. Pspice a/d reference guide, 2012. [26] J. Dabrowski and J. Zarebski. Silicon power schottky diodes model implemented in spice. IEEE, 2008. 44

Příloha A Zadání práce 45

Příloha B Katalogový list C2D05120A C2D05120A SiliconsCarbidesSchottkysDiode Ze r o r e c o v e r y Re c t if ie R V RRM <rpuxxrv I F Q c <rwrj <rugrn7 Features r PUxxIVoltrSchottkyrRectif er r ZerorReverserRecoveryr7urrent r Zeror/orwardrRecoveryrVoltage r HighI/requencyrOperation r TemperatureIIndependentrSwitchingr+ehavior r jxtremelyr/astrswitching r PositiverTemperaturer7oeff cientronrv / Benef ts Package rrrrrtoiuuxiu r Replacer+ipolarrwithrUnipolarrRectif ers r jssentiallyrnorswitchingrlosses r Higherrjff ciency r ReductionrofrHeatrSinkrRequirements r ParallelrbevicesrWithoutrThermalrRunaway Applications r SwitchrModerPowerrSuppliesr r Powerr/actorr7orrection r Motorrbrives r HighrVoltagerMultipliers r PartsNumber Package Marking 7UbxWPUxJ TOIUUxIU 7UbxWPUx MaximumsRatings Symbol Parameter Value Unit TestsConditions Note V RRM RepetitiverPeakrReverserVoltage PUxx V V RSM SurgerPeakrReverserVoltage PUxx V V b7 b7r+lockingrvoltage PUxx V I /qjvgo Jverager/orwardr7urrent W Px J T 7 <PMx 7mrb7 T 7 <PUW 7mrb7 I /qpjjko Peakr/orwardr7urrent PW J T 7 <PUW 7mrT RjP KPmSmrbuty<xBW batasheet6 7UbxWPUx RevB b I /RM RepetitiverPeakr/orwardrSurger7urrent Nx J T 7 <UW 7mrt P <PxrmsmrHalfrSinerWave I /SM NonIRepetitiverPeakr/orwardrSurger7urrent Pxx J T 7 <UW 7mrt P <PxrµsmrPulse P tot Powerrbissipation PNM LW W T 7 <UW 7 T 7 <PUW 7 T J rmrt stg OperatingrJunctionrandrStoragerTemperature IWWrtor TP(W 7 TOIUUxrMountingrTorque P GBG Nm lbfiin MNrScrew MINUrScrew 1 47