ELEKTRONKOVÝ SLUCHÁTKOVÝ ZESILOVAČ

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BNĚ BNO UNIVESITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTOTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV ADIOELEKTONIKY FACULTY OF ELECTICAL ENGINEEING AND COMMUNICATION DEPATMENT OF ADIO ELECTOINCS ELEKTONKOVÝ SLUCHÁTKOVÝ ZESILOVAČ VACUUM-TUBE HEADPHONE AMPLIFIE BAKALÁŘSKÁ PÁCE BACHELO S THESIS AUTO PÁCE AUTHO VEDOUCÍ PÁCE SUPEVISO JIŘÍ ČAPKA prof. Ing. LUBOMÍ BANČÍK, CSc. BNO 010

2

3 LICENČNÍ SMLOUVA POSKYTOVANÁ K VÝKONU PÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO uzavřená mezi smluvními stranami: 1. Pan/paní Jméno a příjmení: Jiří Čapka Bytem: Sadová 980, Nivnice, Narozen/a (datum a místo): 10. ledna 1988 v Uherském Hradišti (dále jen autor ). Vysoké učení technické v Brně a Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií se sídlem Údolní 53, Brno, jejímž jménem jedná na základě písemného pověření děkanem fakulty: prof. Dr. Ing. Zbyněk aida, předseda rady oboru Elektronika a sdělovací technika (dále jen nabyvatel ) Čl. 1 Specifikace školního díla 1. Předmětem této smlouvy je vysokoškolská kvalifikační práce (VŠKP): disertační práce diplomová práce bakalářská práce jiná práce, jejíž druh je specifikován jako... (dále jen VŠKP nebo dílo) Název VŠKP: Vedoucí/ školitel VŠKP: Ústav: Datum obhajoby VŠKP: Elektronkový sluchátkový zesilovač prof. Ing. Lubomír Brančík, CSc. Ústav radioelektroniky VŠKP odevzdal autor nabyvateli * : v tištěné formě počet exemplářů: v elektronické formě počet exemplářů:. Autor prohlašuje, že vytvořil samostatnou vlastní tvůrčí činností dílo shora popsané a specifikované. Autor dále prohlašuje, že při zpracovávání díla se sám nedostal do rozporu s autorským zákonem a předpisy souvisejícími a že je dílo dílem původním. 3. Dílo je chráněno jako dílo dle autorského zákona v platném znění. 4. Autor potvrzuje, že listinná a elektronická verze díla je identická. * hodící se zaškrtněte

4 Článek Udělení licenčního oprávnění 1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli oprávnění (licenci) k výkonu práva uvedené dílo nevýdělečně užít, archivovat a zpřístupnit ke studijním, výukovým a výzkumným účelům včetně pořizovaní výpisů, opisů a rozmnoženin.. Licence je poskytována celosvětově, pro celou dobu trvání autorských a majetkových práv k dílu. 3. Autor souhlasí se zveřejněním díla v databázi přístupné v mezinárodní síti ihned po uzavření této smlouvy 1 rok po uzavření této smlouvy 3 roky po uzavření této smlouvy 5 let po uzavření této smlouvy 10 let po uzavření této smlouvy (z důvodu utajení v něm obsažených informací) 4. Nevýdělečné zveřejňování díla nabyvatelem v souladu s ustanovením 47b zákona č. 111/ 1998 Sb., v platném znění, nevyžaduje licenci a nabyvatel je k němu povinen a oprávněn ze zákona. Článek 3 Závěrečná ustanovení 1. Smlouva je sepsána ve třech vyhotoveních s platností originálu, přičemž po jednom vyhotovení obdrží autor a nabyvatel, další vyhotovení je vloženo do VŠKP.. Vztahy mezi smluvními stranami vzniklé a neupravené touto smlouvou se řídí autorským zákonem, občanským zákoníkem, vysokoškolským zákonem, zákonem o archivnictví, v platném znění a popř. dalšími právními předpisy. 3. Licenční smlouva byla uzavřena na základě svobodné a pravé vůle smluvních stran, s plným porozuměním jejímu textu i důsledkům, nikoliv v tísni a za nápadně nevýhodných podmínek. 4. Licenční smlouva nabývá platnosti a účinnosti dnem jejího podpisu oběma smluvními stranami. V Brně dne: 7. května Nabyvatel Autor

5 ABSTAKT Cílem této bakalářské práce byl kompletní návrh a realizace elektronkového sluchátkového zesilovače postaveného na bázi moderních elektronek. Zesilovač má být schopen provozu v rozsahu zatěžovacích impedancí 3-30 Ω. Dalším cílem byl návrh a konstrukce napájecí jednotky a obvodu pasivního korektoru pro tento zesilovač. Návrh je omezen na zesilovač bez výstupního transformátoru (tzv. zapojení output transformer-less - OTL). Navržené zapojení bylo podrobeno simulacím v programu PSpice. Nedílnou součástí práce byl návrh DPS v programu Eagle. Výsledky simulace byly porovnány s ručním návrhem a s výsledky měření. KLÍČOVÁ SLOVA Elektronkový sluchátkový zesilovač, OTL, Dynamická sluchátka, Pasivní korektor ABSTACT The aim of this bachelor s thesis was a complete design and realization of a vacuum-tube headphone amplifier built on the basis of a modern vacuum-tubes. Amplifier should be able to operate in the range of load impedance from 3 to 30 Ω. Another aim of the project was to design and construct a power supply unit and a passive equalizer circuit for the amplifier. The project is limited to the amplifier without output transformer (so-called output transformerless - OTL). The proposed appliance was simulated in PSpice program. An integral part of the project was to design PCB using software Eagle. The simulation results were compared with manual design and measurement results. KEYWODS Vacuum-tube headphone amplifier, OTL, Dynamic headphones, Passive equalizer ČAPKA, J. Elektronkový sluchátkový zesilovač. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií. Ústav radioelektroniky, s., 10 s. příloh. Bakalářská práce. Vedoucí práce: prof. Ing. Lubomír Brančík, CSc.

6 POHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou bakalářskou práci na téma Elektronkový sluchátkový zesilovač jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího bakalářské práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené bakalářské práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této bakalářské práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a/nebo majetkových a~jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících zákona č. 11/000 Sb., o právu autorském, o právech souvisejících s právem autorským a o změně některých zákonů (autorský zákon), ve znění pozdějších předpisů, včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č. 40/009 Sb. V Brně dne (podpis autora) PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu bakalářské práce prof. ing. Lubomíru Brančíkovi, CSc. za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé bakalářské práce. V Brně dne (podpis autora)

7 Obsah Obsah... 1 Seznam obrázků... Seznam tabulek... 1 Úvod Základní požadavky na zesilovač... 4 Popis obvodů s elektronkami Princip činnosti elektronek Základní parametry elektronek Základní stupně s elektronkami Zapojení se společnou katodou Zapojení se společnou anodou Zapojení SPP Zapojení WCF Návrh zesilovače Návrh prvního zesilovacího stupně Návrh pasivního korektoru Návrh koncového stupně Návrh napájecí jednotky Zdroj žhavícího napětí Zdroj anodového napětí Návrh obvodu zpožděného připojení výstupu Konstrukce zesilovače Simulace a měření zapojení Zdroj žhavení Zdroj anodového napětí Simulace a měření zesilovače Závěr... 3 Použitá literatura Seznam veličin, symbolů a zkratek Seznam příloh

8 SEZNAM OBÁZKŮ OB..1: PŘEVODNÍ A ANODOVÁ CHAAKTEISTIKA TIODY ECC99 [8]... 7 OB..: SCHÉMA ZAPOJENÍ SE SPOLEČNOU KATODOU... 8 OB..3: ZAPOJENÍ SE SPOLEČNOU ANODOU... 9 OB..4: ZAPOJENÍ SPP OB..5: SCHÉMA ZAPOJENÍ WCF OB. 3.1: NÁHADNÍ OBVODOVÉ SCHÉMA PASIVNÍHO KOEKTOU OB. 3.: KOKOVANÉ PŮBĚHY SAMOSTATNÉHO KOEKTOU OB. 3.3: CELKOVÉ SCHÉMA ZAPOJENÍ ZESILOVAČE... 0 OB. 3.4: SCHÉMA ZAPOJENÍ ZDOJE ŽHAVÍCÍHO NAPĚTÍ... 1 OB. 3.5: SCHÉMA ZDOJE ANODOVÉHO NAPĚTÍ... OB. 3.6: OBVOD ZPOŽDĚNÉHO PŘIPOJENÍ VÝSTUPU... 5 OB. 3.7: OSAZENÁ DPS SLUCHÁTKOVÉHO ZESILOVAČE... 6 OB. 3.8: OSAZENÁ DPS NAPÁJECÍ JEDNOTKY... 6 OB. 3.9: KOMPLETNÍ KONSTUKCE ZESILOVAČE... 7 OB. 4.1: KMITOČTOVÁ CHAAKTEISTIKA ZESILOVAČE - SIMULACE PŘI Z 30Ω OB. 4.: KMITOČTOVÁ CHAAKTEISTIKA ZESILOVAČE - MĚŘENO PŘI Z 30Ω SEZNAM TABULEK TAB. 1.1: PAAMETY SLUCHÁTEK SENNHEISE A AKG [4],[5]... 4 TAB. 4.1: VÝSLEDKY NÁVHU A SIMULACE ZDOJE ŽHAVENÍ... 8 TAB. 4.: VÝSLEDKY NÁVHU A SIMULACE ZDOJE ANODOVÉHO NAPĚTÍ... 9 TAB. 4.3: VÝSLEDKY NÁVHU, SIMULACE A MĚŘENÍ ZESILOVAČE... 9 TAB. 4.4: NAMĚŘENÉ HODNOTY THD+N... 30

9 1 ÚVOD Tato bakalářská práce se zabývá návrhem a realizací kvalitního elektronkového sluchátkového zesilovače konstruovaného na bázi moderních elektronek, včetně návrhu pasivního korektoru a napájecí jednotky. Jedná se o zesilovač dvoukanálový stereofonní. Při návrhu je nutno zohlednit základní požadavky kladené na nízkofrekvenční zařízení jako jsou například kmitočtový rozsah, výstupní impedance a napěťová úroveň zdroje signálu, impedance sluchátek, citlivost sluchátek a s ním související jmenovitý výstupní výkon zesilovače, odstup užitečného signálu od šumu (S/N) apod. Vývoj nových typů elektronek začal s rozšířením polovodičových prvků stagnovat, ale elektronky si dosud udržely svoje nezastupitelné místo například u rozhlasových vysílačů a zejména u různých hudebních aparatur pro svůj příjemný charakter zvuku, který vykazuje sice větší, ale pro lidské ucho mnohem příjemnější zkreslení oproti polovodičovým zesilovačům [4]. Velkou nevýhodou oproti polovodičovým zesilovačům je nutnost použití vyššího napájecího napětí, žhavícího napětí a výstupního transformátoru pro přizpůsobení vysokého výstupního odporu elektronkového zesilovacího stupně k nízké impedanci zátěže v podobě reproduktorů. Je třeba si uvědomit, že elektronkové zesilovače vykazují velmi malou účinnost oproti zesilovačům tranzistorovým. Většina současně dostupných sluchátek funguje na elektrodynamickém principu. Elektrodynamický princip je také často označován jako elektromagnetický a je obdobný elektromagnetickému principu činnosti reproduktorů uvedenému v [1]. Další v současnosti často používaná jsou sluchátka elektrostatická. Jsou velmi kvalitní, dosahují velmi nízkého zkreslení a mají široký kmitočtový rozsah, k jejich funkci je však zapotřebí speciálního zesilovače. Příklad takových sluchátek je uveden v []. Tento návrh se bude týkat zesilovače pro dynamická sluchátka. Vzhledem ke špatné dostupnosti kvalitního výstupního transformátoru pro elektronkový sluchátkový zesilovač a značně složitému návrhu a realizaci takového transformátoru je toto řešení omezeno na konstrukci bez výstupního transformátoru (OTL). Tento fakt sebou přináší mnohé výhody, ale samozřejmě i nevýhody. Správně navržené zapojení OTL má mnohem vyšší mezní kmitočet než zapojení s výstupním transformátorem, což je dáno vyloučením vlivu parazitních vlastností reálného transformátoru. Jednou z nevýhod je požadavek na co nejnižší výstupní odpor koncového stupně, aby byl zesilovač schopen efektivně pracovat do nízkoimpedanční zátěže s nízkým zkreslením. Výstupní odpor zesilovacího stupně lze ovlivnit vhodným způsobem zapojení a volbou elektronek. Napájecí jednotka je nedílnou součástí každého zesilovače. Je důležité, aby zdroj pro elektronkový sluchátkový zesilovač vykazoval co nejmenší zvlnění, zamezí se tak pronikání rušivých napětí do částí zesilovače. Obvod zesilovače obsahuje pasivní korektor, pomocí něhož můžeme ovlivnit přenos vysokých a nízkých kmitočtů a přizpůsobit tak zvuk vkusu posluchače. Cílem této práce je také získání a vyhodnocení výsledků pomocí simulace v programu PSpice. Pro větší efektivnost jsou simulace záměrně rozděleny na jednotlivé bloky simulace zdroje pro žhavení elektronek, zdroje napájení elektronek a samotného zesilovače s pasivním korektorem a následně jsou bloky spojeny. 3

10 1.1 Základní požadavky na zesilovač Požadavky kladené na audio zařízení vyplývají z dosud objasněných poznatků o zvuku a jeho vnímání lidským sluchem. Lidské ucho je schopno vnímat kmitočty zhruba od 0Hz do 0kHz, někdy je tento interval uváděn s mírnou odlišností a závisí na stáří [1]. Úkolem sluchátkového zesilovače je celé toto frekvenční pásmo zesílit a přenést k elektroakustickému měniči (v tomto případě k dynamickým sluchátkům). Slyšitelné pásmo je důležité přenést s malým frekvenčním zkreslením tomu odpovídá lineární frekvenční charakteristika sluchátkového zesilovače. Sluchátka nižší kvality mají často nelineární kmitočtovou charakteristiku, je tedy vhodné vřadit do signálové cesty frekvenční korektor. Je také nežádoucí, aby v zesilovači vznikaly další druhy zkreslení. Z hlediska zkreslení je u zesilovačů nejvýhodnější třída A, aktivními prvky u této třídy neustále protéká vysoký klidový proud [3]. Dalším důležitým faktorem, který ovlivňuje jakost poslechu je jmenovitý výstupní výkon. Zde se opět vychází z poznatků o sluchu a o zdrojích zvuku, lidským uchem vnímáme bezbolestně zvuky o hladině akustického tlaku od L p 0dB až po L p 130dB. Hladina akustického tlaku L p se také značí jako SPL a lze ji určit pomocí vztahu [1]: p L P SPL 0 log, (1.1) p0 kde p je akustický tlak a p 0 je referenční hodnota akustického tlaku p 0 0 µpa. Hladina akustického tlaku nám později pomůže stanovit potřebný výkon zesilovače. Dosáhnout hodnoty L p 130dB je potřeba zejména při profesionálním ozvučování rozlehlých prostorů a objemných sálů, kde jsou obecně větší vzdálenosti posluchačů od zdroje zvuku, pro běžný poslech postačí hodnoty do L p 110dB [1]. Tab. 1.1: Parametry sluchátek Sennheiser a AKG [4],[5] Typ Z Fr. rozsah SPL ref P max SPL ref SPL max sluchátek [Ω] [Hz] [db/1v] [mw] [db/mw] [db] HD neuveden 99 - HD ,8 14,8 HD ,8 13,8 K V Tab. 1.1 jsou uvedeny základní parametry několika běžně dostupných sluchátek. Z značí nominální impedanci při frekvenci 1kHz udávanou výrobcem, frekvenční rozsah je měřen do poklesu o -10dB, SPL ref [db/1v] značí hladinu akustického tlaku při frekvenci 1kHz a efektivním napětí na měniči U ref 1V, P max značí nominální dlouhodobý maximální vstupní výkon, hodnoty veličin SPL ref a SPL max jsou v tabulce dopočítány pomocí vztahu [1]: Pmax Pmax Z SPL + max SPLref + 10 log SPL 10 log ref, (1.) Pref U ref 4

11 kde SPL max je maximální hodnota SPL sluchátek a SPL ref je hladina akustického tlaku sluchátek při výkonu 1 mw. Hodnota SPL ref se dá též nazvat jako citlivost sluchátek. POPIS OBVODŮ S ELEKTONKAMI.1 Princip činnosti elektronek Elektronky obsahují dvě základní aktivní elektrody katodu (k) a anodu (a) a případně další elektrody umístěné v kovové nebo častěji ve skleněné vzduchoprázdné baňce. Elektronky využívají jevu zvaného tepelná emise katody katoda obsahující volné elektrony je nažhavena na teplotu při níž mají elektrony dostatečnou kinetickou energii k opuštění materiálu katody. Při opuštění kovu ztratí elektron část své energie, která je rovna výstupní práci elektronu z daného kovu. Kolem katody vznikne prostorový náboj. Katoda je ohřívána na vysokou teplotu pomocí žhavícího vinutí (značeno f - filament) a to buď přímo (žhavení je vodivě spojeno s katodou a nebo plní zároveň funkci katody) nebo nepřímo (žhavení je odizolováno od katody). Na žhavení elektronek se spotřebuje velká část elektrické energie. Pokud anodu připojíme na kladný potenciál, pak začnou elektrony proudit od katody k anodě. Tento jev odhalil zcela náhodně Thomas Alva Edison při pokusech se žárovkami, objevil tak nejprimitivnější elektronku se dvěma aktivními elektrodami diodu. Elektronkové diody se dnes stále používají, zejména v usměrňovačích. Přidáním další elektrody mezi anodu a katodu vznikne trioda. Touto elektrodou je možné řídit velikost proudu elektronkou a proto se také nazývá řídící mřížka (často označována jako g či g 1 z anglického slova grid). Na řídící mřížku přivádíme záporné napětí vůči katodě, toto napětí se získává ze zvláštního zdroje (časté řešení pokud v absolutní hodnotě dosahuje větších hodnot) a nebo vložením odporu k mezi katodu a zem (nebo jinou referenci). ezistor k se nazývá katodový a průchodem proudu na něm vzniká potřebný úbytek napětí. Pokud velikost napětí na řídící mřížce měníme, mění se i proud elektronkou. Toto napětí označujeme U g. Pokud je U g < 0V pak se proud anodou I a rovná proudu katodou I k, protože proud mřížkou je zanedbatelně malý v porovnání s I a. Negativem triod je existence parazitních kapacit mřížka-anoda C ga (Millerova kapacita), mřížka-katoda C gk a vlastní kapacity anody C a, tyto parazitní kapacity zmenšují zesílení na vysokých kmitočtech a při správné konstrukci mají praktický dopad až v oblasti kmitočtů v řádu stovek khz. Malé triodové elektronky jsou často osazeny dvěma triodovými systémy vzniká tak dvojitá (nebo někdy dokonce i vícenásobná) trioda. Elektronka obsahující 4 aktivní elektrody se nazývá tetroda. Má podobné uspořádání jako trioda avšak mezi řídící mřížku g 1 a anodu je vložena druhá mřížka g, často nazývána jako stínící mřížka. Tato mřížka je mnohem blíže ke katodě než anoda a připojuje se na kladný potenciál, což má za následek urychlení toku elektronů. Tímto geometrickým uspořádáním se snížila velikost kapacity C ga a zvětšil zesilovací činitel µ, ale také šum. Nevýhodou tetrod je vzniklý jev zvaný sekundární emise anody. Sekundární emise vzniká při dopadu rychle letících elektronů na anodu. Dopadající elektrony způsobily vyražení elektronů z anody. Problémy, které způsobuje sekundární emise jsou dnes téměř kompletně odstraněny u svazkových tetrod. Elektronka obsahující 3 mřížky se nazývá pentoda, princip spočívá v přidání další mřížky g 3 mezi anodu a g. Jejím úkolem je vytvořit potenciálovou bariéru pro elektrony 5

12 vzniklé sekundární emisí, tato mřížka se proto spojuje s nižším potenciálem v porovnání s anodou nebo g, často se spojuje s katodou. [6]. Základní parametry elektronek Pro popis obvodů s elektronkami je důležité definovat si několik základních pojmů, které nám usnadní pozdější návrh a případně pomohou vybrat vhodný typ elektronek. Napětí mezi anodou a katodou se značí U a, proud anodou se značí I a a napětí mezi řídící mřížkou a katodou se značí U g. Tyto hodnoty jednoznačně určují polohu stejnosměrného pracovního bodu triod. U elektronek s více než jednou řídící mřížkou ovlivňují polohu pracovního bodu ještě hodnoty napětí a proudy těmito mřížkami. Nejčastěji se u elektronek lze setkat s tzv. diferenčními parametry elektronek, které lze pro daný pracovní bod určit pomocí graficky znázorněných charakteristik. Poměr změny anodového napětí U a ku změně anodového proudu I a při konstantním mřížkovém napětí U g se označuje jako vnitřní odpor elektronky a značí se i a jeho jednotkou je [Ω] [3]. i U a (.1) I a Poměr změny anodového proudu I a ku změně mřížkového napětí U g při konstantním anodovém napětí U a se nazývá strmost elektronky a značíme se S. Jednotkou strmosti je [ma/v] [3]. S I a (.) U g Dynamická strmost elektronky je definována v daném pracovním bodě jako [7] S d i S (.3) + i a Poměr změny anodového napětí U a ku změně napětí na mřížce U g při konstantním anodovém proudu I a se nazývá zesilovací činitele a značíme se řeckým písmenem µ [3]. U a µ (.4) U g Poměr změny napětí na mřížce U g ku změně anodového napětí U a se nazývá průnik a označujeme ho D. Průnik je reciprokou hodnotou k zesilovacímu činiteli [3]. 1 D µ U U g a (.5) 6

13 Po vzájemném vynásobení průniku D, strmosti S a vnitřního odporu i v daném pracovním bodě elektronky, lze obdržet hodnotu blízkou 1. Tento vztah je nazýván jako Barkhausenův vztah [3]. D S 1 (.6) i Ukázka grafických charakteristik je na obr..1 [8] a je zde naznačen způsob odečítání parametrů. Hodnoty vyznačené v převodní charakteristice určují strmost elektronky S a z hodnot vyznačených v anodové charakteristice lze určit vnitřní odpor elektronky i. Obr..1: Převodní a anodová charakteristika triody ECC99 [8].3 Základní stupně s elektronkami.3.1 Zapojení se společnou katodou Zapojení se společnou katodou (CC common cathode) je jeden z nejčastějších způsobů zapojení zesilovacího stupně s triodou, schéma zapojení je na Obr... Toto zapojení je invertující a poskytuje poměrně vysoké napěťové zesílení, ale také největší výstupní odpor ze zde uvedených zapojení. Výstupní odpor stupně se společnou katodou je dán paralelní kombinací anodového odporu a a výstupní impedance elektronky s katodovým rezistorem k, která je dána [9]: out a a [ + ( µ + 1) ] i k. (.7) + + ( µ + 1) i k 7

14 Zesílení nezatíženého stupně se společnou katodou [9]: V A V out g a µ + + (µ + 1) i a k (.8) a je anodový, k je katodový a g mřížkový odpor viz Obr... Vstupní odpor je v nf. kmitočtovém pásmu roven g. Obr..: Schéma zapojení se společnou katodou Vazební kondenzátor C 1 zajišťuje střídavou vazbu s předchozím stupněm - odděluje stejnosměrnou složku předchozího stupně, která by ovlivnila polohu pracovního bodu. Mezní frekvence vazebního obvodu se určí dle [7] f d π C 1 ( ' 1 out g, (.9) + ) kde out je výstupní odpor předešlého stupně. Často se tento odpor nezapočítává, protože je oproti g zanedbatelný. Kondenzátor C k není v zapojení nezbytný. Paralelní spojení C k a k nemění polohu stejnosměrného pracovního budu, ale zvyšuje zesílení na středních a vysokých kmitočtech. Napěťové zesílení naprázdno na vyšších a středních kmitočtech s připojeným kondenzátorem C k je pak rovno podle vztahu [7] A a µ (.10) a + i a výstupní odpor stupně out s připojeným kondenzátorem C k je podle [7] dán paralelní kombinací a a i. out a i (.11) a + i Mezní frekvence f d je rovna dle vztahu [7] 8

15 f d 1 π C k out, (.1) kde out je výstupní odpor katodového sledovače [7] out 1 k µ a + i 1 (.13) f d volíme tak aby příliš neovlivňovala frekvenční charakteristiku ve slyšitelné oblasti..3. Zapojení se společnou anodou Zapojení se společnou anodou zvané jako katodový sledovač (CA common anode) je znázorněno na Obr..3. Neinvertuje signál a jeho napěťové zesílení je vždy nižší jak jedna. Výhodou tohoto zapojení je poměrně nízký výstupní odpor. Výstupní odpor stupně se společnou anodou je (.13). Napěťové zesílení naprázdno stupně se společnou anodou [9]: A i + µ a k + (µ + 1) k (.14) Vstupní odpor je opět dán velikostí g. Obr..3: Zapojení se společnou anodou.3.3 Zapojení SPP Zapojení SPP (series regulated push pull) je znázorněno na Obr..3, je často používáno ve velmi kvalitních elektronkových předzesilovačích. Dosahuje nízkého výstupního odporu a velmi nízkého zkreslení signálu oproti zapojení se společnou anodou či katodou. Výstupní odpor stupně v zapojení SPP lze určit pomocí vztahu [9]: 9

16 out i + ( µ + 1) k + k1 i + ( µ + 1) ( + i k1 k ) (.15) Napěťové zesílení nezatíženého stupně SPP [9] i + µ k1 A µ (.16) + ( µ + 1) ( + ) i k1 k Při přemostění rezistoru k kondenzátorem C k lze ve vztazích (.15) a (.16) zanedbat hodnotu rezistoru k, zvýší se tím zesílení a sníží výstupní odpor pro vysoké kmitočty (C k zde plní stejnou funkci jako u zapojení se společnou katodou. Jelikož se pro zapojení SPP nejčastěji používá dvojitá trioda, kde jsou oba systémy shodné, pak i rezistory k1 a k jsou shodné a výsledné vztahy se zjednoduší. Obr..4: Zapojení SPP.3.4 Zapojení WCF Zesilovací stupeň znázorněný na Obr..5 je nazýván jako white cathode follower (WCF). Ze všech uvedených zapojení dosahuje nejnižšího výstupního odporu při přijatelném zkreslení. Jeho zesílení je vždy menší jak 1. Napěťové zesílení WCF při použití shodných elektronek je dáno vztahem [10]: A µ i µ + a ( µ + ) i µ + µ + 1+ a (.17) 10

17 11 Výstupní odpor zesilovacího stupně WCF lze určit pomocí vztahu [10] ( ) i k a i a i out µ µ µ µ (.18) Při paralelním spojení rezistoru k a kondenzátoru C k lze opět dosadit za k 0, výstupní odpor pak klesne. ezistory g1 a g tvoří dělič, který slouží jako zdroj předpětí pro řídící mřížku elektronky U1. Obr..5: Schéma zapojení WCF

18 3 NÁVH ZESILOVAČE Zesilovač je konstruován jako stereofonní- skládá se ze dvou zcela totožných bloků (kanálů), zde je uveden popis návrhu jednoho kanálu zesilovače. Nejprve je nutno zvolit vstupní citlivost a impedanci zesilovače, vycházíme z typických hodnot dnešní komerční audiotechniky vstupní citlivost volíme U vst 1 V (0 dbv) a vstupní impedanci vst 47 kω, což jsou běžné hodnoty a vyhoví i pro zdroje signálu s vyšším výstupním odporem. Potřebný výkon zesilovače určíme pomocí vztahu (1.) a známých parametrů sluchátek, přičemž jako kompromisní a pro věrný přenos zcela dostačující se jeví hodnota SPL max přibližně 115dB. Ze vztahu (1.) odvodíme hodnotu napětí U max pro SPL max 115 db max U ref 10 SPL ref U (3.1) Pro sluchátka K99 z Tab. 1.1 (Z 3 Ω) vychází U max 1,41 V, pro sluchátka HD800 (Z 300 Ω) vychází U max 4,47 V. Celkový napěťový přenos pro maximální zesílení můžeme určit pomocí vztahu [6] K U U výst U max (3.) U U vst vst Maximální přenos do zátěže Z 3 Ω je tedy K u3ω 1,41 a do zátěže Z 300 Ω je K u300ω 4,47. Je patrné, že požadované napěťové zesílení není velké a vyhoví i elektronky s nižším zesilovacím činitelem µ, který zásadně ovlivňuje zesílení elektronkových stupňů. Přičemž jako nejvýhodnější do této konstrukce se jeví moderní elektronka ECC99 s maximální anodovou ztrátou 5W. Stupně s touto elektronkou vykazují velmi malý výstupní odpor a dostatečné zesílení. Jako nejefektivnější se jeví konstruovat zesilovač jako dvoustupňový. Jako první stupeň je vhodné použít elektronku ECC99 v zapojení SPP, tento stupeň vykazuje velmi nízký výstupní odpor a dostatečné zesílení. Na první stupeň navazuje pasivní korektor. Pokud má budící obvod pasivního korektoru nízký výstupní odpor, pak lze korektor navrhnout s menšími hodnotami rezistorů a výrazně se tak zlepší odstup signálu od šumu. Za pasivním korektorem následuje potenciometr ovládající hlasitost a za tímto potenciometrem je již koncový stupeň s dvěmi paralelně spojenými elektronkami ECC99 v zapojení WCF. Kompletní schéma zesilovače s pasivním korektorem a schéma zdroje jsou obsaženy v příloze. Následující formulace korespondují se schématem. 3.1 Návrh prvního zesilovacího stupně ezistor 1 určuje vstupní impedanci zesilovače, volíme jej 1 47 kω. Hodnota není kritická, platí zde 1 + g 1b. g se volí tak, aby se neprojevila zpětnovazební kapacita C ag. Maximální hodnotu g často uvádí výrobci elektronek v katalogovém listu a pohybuje se v řádu stovek kω. Obdobně tyto předpoklady platí i pro rezistor 4 g 1a. Hodnotu 1

19 kondenzátoru C 1 je určena tak, aby co nejméně ovlivňovala nejnižší kmitočty slyšitelného pásma podle vztahu [11] f f d 0,1 0,04 db (3.3) 1 1 C 1 1,69µF, (3.4) f π ,1 π 1 f d f d kde f/f d je poměrný mezní kmitočet, jeho hodnota f/f d 0,1 platí pro pokles A 1 0,04 db na mezním kmitočtu f d 0 Hz. U všech vazebních kondenzátorů v tomto návrhu je volen shodně mezní kmitočet f/f d 0Hz. Poměrný mezní kmitočet je určen s ohledem na ekonomické hledisko (největší pokles navrhneme na místech kde jsou relativně vyšší hodnoty kapacit na vyšší přípustné ss. napětí). Je volena nejbližší zpravidla vyšší hodnota kapacity, pokles na mezním kmitočtu pak bude nižší. Pro tento případ je C 1,µF. Vyhovující pracovní bod elektronky v prvním stupni je v souladu s pracovním bodem uvedeným výrobcem v katalogovém listu (pracovní bod je zakreslen v obr..1). Uvedený pracovní bod je dán trojicí parametrů: U a 150 V; I a 18 ma; U g -4 V. V tomto pracovním bodě elektronka vykazuje tyto diferenční parametry: S 9,5 ma/v; i 300 Ω a µ. Napájecí napětí prvního stupně pak bude U U a + U V (3.5) k Přičemž malá změna napájecího napětí nevyvolá podstatnou změnu parametrů obvodu, tudíž lze vycházet z hodnoty U 300 V. Jelikož je záporné předpětí získáváno pomocí úbytku na katodovém rezistoru, platí: U (3.6) k U g Hodnotu katodového rezistoru lze určit pomocí vztahu [3] U g 4 3 0, kω (3.7) I 18 a Je zvolena hodnota 3 0 Ω. Protože jsou triody U 1a a U 1b shodné, zvolíme shodný pracovní bod, pak bude platit 3 5. Pro dosažení nižšího výstupního odporu a vyššího zesílení je rezistor 3 paralelně spojen s kondenzátorem C, jeho velikost je stanovena pomocí vztahů (.1) a (.13) a pomocí poměrného mezního kmitočtu f/f d 0,1 (pokles na mezním kmitočtu A 0,04 db). Za a ve vztahu je nutno dosadit impedanci elektronky U1a, obdržený vztah usnadní výpočet kondenzátoru C : i + ( µ + 1) ( + 1) 0 kout 40Ω (3.8) µ

20 C f π µf (3.9) π f d 3 kout f d Je zvolen kondenzátor C 1 mf. Zesílení prvního stupně naprázdno je po vypuštění členu k podle vztahu (.16) rovno K i + µ µ 16,6 (3.10) + ( µ + 1) ( + 1) 0 1 i 5 Výstupní odpor je dle (.15) roven out i i + 5 i + ( µ + 1) Ω (3.11) ( + 1) 0 3. Návrh pasivního korektoru Za prvním zesilovacím stupněm následuje pasivní korektor pro regulaci vysokých a nízkých kmitočtů. Teoretický rozsah pasivního korektoru je +/- 0 db, tento rozsah je v současnosti zbytečný. Nevýhodou pasivního korektoru je jeho velký útlum potřebný k zdůraznění kmitočtů, z toho vyplývají také horší šumové poměry, protože zeslabený signál je potřeba zesílit. Korektory navrhované na nižší rozsah mohou mít menší základní útlum. Pro tento návrh je počítáno s korekcí +/- 6 db na okrajích slyšitelného frekvenčního pásma. Teoretický základní útlum korektoru pak bude 6 db, ve skutečnosti však o 1 až 4 db méně. Schéma zapojení sdruženého korektoru je na Obr Obr. 3.1: Náhradní obvodové schéma pasivního korektoru P 1a a P 1b je ve skutečnosti jedna součástka potenciometr, stejně tak i P a a P B. i představuje vnitřní odpor zdroje, v tomto případě výstupní odpor prvního zesilovacího stupně i 600Ω. 14

21 Korektor hloubek tvoří součástky 6, 7, C 4, C 5 a P 1. Pro vysoké kmitočty tvoří kondenzátory C 4, C 5 zkrat. Dle předchozích poznatků lze pro přenos hloubkového korektoru pro vysoké kmitočty stanovit potlačení v neutrální poloze např. 9 db (K 0,355), pak platí [11]: K U out 7 (3.1) U in + i Dosazením a následnou úpravou lze obdržet 1, (3.13) Dále je důležité, aby výstupní odpor i byl několikrát menší než [6], volíme např.: 15 i (3.14) 6 7 Společným řešením rovnic (3.13) a (3.14) lze obdržet výsledek a zvolit nejbližší hodnoty např. 6 5,6 kω a 7 3,4 kω. Při úplném potlačení o 6dB je přenos nízkých kmitočtů K Um 0,178 (-15dB) a lze napsat: U outm 7 KUm 0,178 (3.15) U P inm i Vyjádřená hodnota potenciometru P 1: P,6 i 4,6 3,4 0,6 5,6 9,5 kω (3.16) S malou chybou lze zvolit hodnotu P 1 10 kω. Je nutno zvolit střední frekvenci od které se zdůrazňují nízké kmitočty, pro tento případ je tato frekvence rovna f s 00 Hz. Hodnotu kondenzátoru C lze určit podle [11]: C P π π f s P nf (3.17) Optimální se jeví nejbližší vyráběná hodnota z řady E6, což je 330nF. Hodnotu C 4 lze odvodit ze vztahu uvedeného v [11]: K C5 0, C4 18 nf (3.18) K 1 0,355 1 Nejbližší hodnotou v řadě E6 je C 4 150n. ezistory 8 a 9 omezují vzájemné ovlivňování korektoru hloubek a výšek. 8 se určí tak, aby součet 8 a 9 byl větší nebo roven 6. 9 zužuje regulační rozsah korektoru výšek a jeho velikost je blízká 8, jeho hodnotu je nejjednodušší optimalizovat pomocí simulace. Volíme 8 9 5,6 kω. 15

22 U korektoru výšek je nutno zvolit hodnotu potenciometru P, přičemž platí, že P (3 až 10) 6. Použité potenciometry P 1 a P by měly mít ideálně logaritmický průběh. Pro výpočet kapacit kondenzátorů C 6 a C 7 je třeba transformovat hvězdu odporu 6, 7 a s na trojúhelník T1, T a T3 [11] Přičemž platí s , kω. 6 s 5,6 11, T s + 5,6 + 11, + 35, kω (3.19) 3,4 7 7 s 3,4 11, T 7 + s + 3,4 + 11, + 1,4 kω (3.0) 5,6 6 Střední frekvenci od které se zdůrazňují vysoké kmitočty je opět nutno zvolit, pro tento případ je f s khz, kapacity kondenzátorů C 6 a C 7 jsou pak rovny [11] 1 1 C,3 6 π f π nf (3.1) s T1 C π f s T 1 nf (3.) T π Volíme hodnoty C 6, nf a C 7 6,8 nf. Vstupní impedance korektoru je na nízkých kmitočtech přibližně rovna in P1 5,6 + 3, kΩ. Kapacitu vazebního kondenzátoru C 3 lze určit podle předchozího postupu při f/f d 0, (pokles na mezním kmitočtu A 3 0,17dB), pak je C 3,µF. Na výstupu korektoru je logaritmický potenciometr P 3 ovládající celkovou hlasitost, jeho hodnota je 100 kω, což je v souladu s předpokladem [11] P P + 3 s. Na Obr. 3. jsou zobrazeny krokované průběhy korektoru v zapojení dle Obr V obrázku jsou zaznamenány mezní přímky korektoru pro regulační rozsah +/-6dB. Hodnota parametru p1 činila 0,001; 0,18; 0,35; 0,5; 0,67; 0,77; 0,85; 0,93 a 0,

23 Obr. 3.: Krokované průběhy samostatného korektoru 3.3 Návrh koncového stupně Signál je odebírán z běžce potenciometru P 3 a veden přes vazební kondenzátor C 8 ke koncovému stupni, který tvoří zapojení WCF s paralelně spojenými systémy dvou elektronek ECC99. Koncový stupeň slouží k buzení dynamických sluchátek a je zapotřebí zajistit, aby měl co nejnižší výstupní odpor. Tomu přispěje malé zvýšení proudu elektronkami, pracovní bod se tak mírně posune, diferenční parametry se však změní pouze nepatrně. S ohledem na maximální výkonovou ztrátu a linearitu elektronek je zvolen pracovní bod U a 150 V; I a 3 ma; U g -3,5 V. Diferenční parametry v tomto pracovním bodě jsou: S 10 ma/v; i 00 Ω a µ. Při paralelním řazení dvou elektronek je pro zjednodušení možno sjednotit oba modely triody do jedné, strmost takto vytvořeného modelu bude dvojnásobná a vnitřní odpor poloviční. V ideálním případě je mezi katodami U a anodami U 3 přibližně poloviční napájecí napětí. Výstupní napětí odporového děliče 10 a 11 musí být o 3,5V nižší, výstupní napětí děliče pak bude rovno: U U g , 5 U (3.3) Zde opět platí poznatky o rezistorech v obvodu řídící mřížky, volíme např. [3]: + 800kΩ (3.4)

24 Pak budou hodnoty rezistorů 11 a 10 rovny: U ( ) ,7 kω (3.5) U ,3 kω (3.6) Nejbližší dostupné hodnoty jsou kΩ a kΩ. Vstupní odpor koncového stupně inu je dán paralelní kombinací rezistorů 10 a inu 00kΩ (3.7) Pomocí vstupního odporu inu a dříve uvedených vztahů lze stanovit potřebnou kapacitu kondenzátoru C 8 pro f/f d 0,1 (pokles na mezním kmitočtu A 8 0,04 db)., přičemž výstupní odpor pasivního korektoru a regulátoru hlasitosti lze opět zanedbat vůči inu, kapacita pak bude přibližně rovna C nf. Hodnota katodového rezistoru Ω je určena pomocí předešlého postupu, dále platí, že Pro určení kapacity kondenzátoru C 9 je opět zapotřebí určit vnitřní odpor katody, dle vztahu (.13) je kout 98,6 Ω. Pomocí paralelní kombinace rezistoru 13 a kout určíme kapacitu kondenzátoru C 9. Pro f/f d 0,1 (pokles A 9 0,04 db) je po zaokrouhlení C 9,mF. Obvod řídící mřížky triod U3a a U3b je tvořen součástkami C 10 a 14. Nejprve lze zvolit dle předchozích předpokladů a katalogového listu výrobce [8] např. 14 0kΩ. Je patrné, že velikost 14 je řádově několikrát vyšší než vnitřní odpor anodového obvodu (pro zjednodušení je tento odpor dán 1 ). Dle vztahu (.9) lze obdobným způsobem určit kapacitu kondenzátoru, která je pro f/f d 0,1 (pokles A10 0,04dB) rovna C nF. Výstupní odpor koncového stupně bude podle vztahu (.18) roven 3out 1,1 Ω: 3out 1+ µ i + a µ + µ i + i 1 a (3.8) A zesílení koncového stupně naprázdno bude dle vztahu (.17) rovno: K µ i µ + a ( µ + ) i µ + µ ( + ) a 0,938 (3.9) Pro oddělení stejnosměrné složky zesilovače od sluchátek slouží kondenzátory C 11 a C 1. Za nimi následuje rezistorový π-článek pro zlepšení přizpůsobení nízkoimpedanční zátěže (zesilovače jsou zpravidla konstruovány jako zdroje napětí). ezistor 15 je 18

25 k zesilovači připojen trvale a slouží jako zamezení přechodného děje (nabíjení C 11 a C 1 ) při připojení sluchátek k již zapnutému zesilovači. ezistory 16 a 17 jsou připojeny jen při zátěži o jmenovité impedanci pod 100Ω, čehož se dá dosáhnout vhodným zapojením dvou odlišně označených výstupních konektorů s rozpínacími kontakty (jack 6,3mm) či přepínačem. Výsledná zatěžovací impedance zesilovače tak dosáhne nižší hodnoty, což se kladně projeví na nižším zkreslení koncového stupně. Úbytek napětí na π-článku zde není nežádoucí, protože pro sluchátka s nízkou jmenovitou impedancí je zapotřebí mnohem nižší napěťové zesílení k docílení stejné hladiny akustického tlaku, viz počátek návrhu. Článek je navržen tak, aby jeho přenos byl přibližně jedna třetina, což zhruba odpovídá poměru přenosů K U pro sluchátka s vysokou a nízkou impedancí. Tento článek je velmi elegantně řešitelný pomocí metody uzlových napětí popsané v [1]. Výsledné hodnoty napěťových přenosů námi navrženého zatíženého π-článku činí K π3ω 0,339 pro zátěž Z 3 Ω a K π50ω 0,4 pro zátěž Z 50Ω. Celková nejnižší zatěžovací impedance (připojena zátěž Z 3Ω) koncového stupně činí: ( + ) ( ) ZC Z Ω (3.30) Výstupní odpor zesilovače s připojeným π-článkem činí: ( + ) ( 1, ) outπ Ω (3.31) 3 out Kapacitu vazebního kondenzátoru C 11 je možno pomocí vztahu (.9) a dosazením f/f d 0,3 (pokles A 11 0,37 db na mezním kmitočtu) [11]: C f π 0 0,3 (1,1 + 55) µf (3.3) π f d ( 3out + ZC ) f d Vhodný kondenzátor je elektrolytický typ s kapacitou C µF. Vlivem frekvenčně závislých ztrát u elektrolytických kondenzátorů je vhodné paralelně k C 11 připojit kvalitní svitkový kondenzátor s kapacitou jednotek µf, např. C 1,µF. Pro přesné určení celkového napěťového přenosu zesilovače by bylo zapotřebí určit úbytky vzniklé zatížením prvního stupně pasivním korektorem a zatížením výstupu korektoru, což není snadné, protože korektor má kmitočtově závislou vstupní i výstupní impedanci. Za předpokladu, že jsme zatěžovali výstup 1. stupně více jak desetinásobnou impedancí než byla výstupní impedance daného stupně a totéž platí i pro korektor, pak tento celkový úbytek můžeme odhadnout zhruba na 0,85 násobek daného zesílení, výpočet je značně složitý díky komplexnímu charakteru zátěže, kterou tvoří korektor. Přesnější hodnotu lze určit efektivně simulací. Napěťový přenos pro zesilovač s připojeným rezistorovým článkem a zátěží Z 3 Ω na výstupu je přibližně: K U,85 K K K 0,85 16,6 0, ,56 (3.34) K π 3Ω Napěťový přenos zesilovače v logaritmické míře je pro zesilovač s připojeným rezistorovým článkem a zátěží Z 3 Ω na výstupu: 19

26 ( ) 3, 9 K [ db] 0 log( K ) 0 log 1,56 db (3.35) U U Pro zesilovač se zátěží Z 30 Ω na výstupu platí: Z 30 K Z 30 Ω 0,938 (3.36) ,1 Z 3out K,85 K K K 0,85 16,6 0, ,938 4,3 (3.37) U K Z 30Ω ( 4,3) 1, 7 K [ db] 0 log( K ) 0 log db (3.38) U U Zesílení naprázdno bez π-článku je: K U,85 K K K 0,85 16,6 0, ,6 (3.39) K [ db] 0 log( K ) 0 log(4,6) 13,3 db (3.40) U U Pokles na mezním kmitočtu v logaritmické míře pro Z 3Ω připojenou na π-článek činí: A Hz A + A + A + A + A + A + A 5 0,04 + 0,17 + 0,37 0,74 db (3.41) Ω Pokles na mezním kmitočtu pro zátěž Z 30Ω lze určit obdobným způsobem, pro tento případ činí A 0Hz 0,37 db. Ve skutečnosti budou tyto poklesy nepatrně nižší, protože byly vždy voleny shodné nebo vyšší kapacity kondenzátorů. Klidový odběr jednoho kanálu zesilovače je roven součtu anodových proudů, viz schéma zapojení, zde je roven I 64 ma. Celkové schéma zesilovače pro simulaci je na Obr. 3.. Obr. 3.3: Celkové schéma zapojení zesilovače 0

27 3.4 Návrh napájecí jednotky Zdroj žhavícího napětí Elektronky ECC99 je možné žhavit napětím U f 6,3V nebo 1,6V, tolerance žhavícího napětí elektronek je +/-0,6V pro žhavení U f 6,3V. Můžeme tedy použít i nižší napětí, prodlouží se tak mírně životnost elektronek [3], v našem případě použijeme napětí U f U ZH 1V. Odběr proudu je při těchto napětích I f 800mA nebo 400mA. Je velmi vhodné zdroj žhavícího napětí stabilizovat, minimalizuje se tak průnik střídavé složky do citlivých částí zesilovače. Využití žhavícího vinutí pro U f 1,6V má své nesporné výhody. Hlavní výhodou je, že pro dosažení stejného zvlnění na výstupu usměrňovače je potřebná přibližně 4x menší kapacita filtračního kondenzátoru. Schéma zapojení je na Obr. 3.3, jedná se o zapojení doporučené výrobcem obvodů řady 78XX. Obr. 3.4: Schéma zapojení zdroje žhavícího napětí Ze sekundárního vinutí síťového transformátoru 14V / 4,5A je napětí přiváděno na vstup můstkového usměrňovače, který je tvořen schottkyho diodami MB1060. Jmenovitý proud transformátoru je zhruba dvojnásobný oproti požadovanému, zdroj tak bude dostatečně tvrdý. Vnitřní odpor zdroje je hrubě odhadnut pro obdobný transformátor, napětí je voleno s dostatečnou rezervou pro zvlnění a kolísání distribuční sítě a s ohledem na maximální výkonovou ztrátu použitých polovodičových prvků a minimální napětí potřebné pro spolehlivou funkci stabilizátoru. Schottkyho diody použité v usměrňovači se vyznačují malým úbytkem napětí v propustném směru, pro tyto diody je U fwd cca 0,5V [13], diody jsou voleny s ohledem na proudový náraz při zapnutí (nabíjení C 05 ) a s ohledem na koeficient napěťové bezpečnosti 1,5 pro napětí v závěrném směru [14]. Filtrační kondenzátor C 05 je ve skutečnosti složen ze čtveřice kondenzátorů o kapacitě 4,7 mf a je dostačující na napětí 5V, jeho ekvivalentní sériový odpor ES je určen dle [15]. Hodnota rezistoru 01 byla určena pro proud IO MC781C I IO 400mA. Celkový výstupní proud I Z je roven součtu proudu stabilizátorem a proudu kolektorem tranzistoru Q 01, jeho velikost je zhruba,3a, proud kolektorem tranzistoru je tedy přibližně I C 1,9A. Dle katalogového listu [13] platí přibližně pro tuto hodnotu: h FE 55; U BE 0,85V. Podle [14] můžeme vypočítat proud tekoucí z báze tranzistoru: 1

28 I C 1,9 I B 34,5 ma (3.4) h 55 FE Dále můžeme tvrdit, že proud vstupující do IO 01 je přibližně roven výstupnímu proudu IO 01, protože odběr uvedeného IO je oproti hodnotě I IO 400mA téměř zanedbatelný. Poté platí, že: I I + I (3.43) IO B 01 Pak již lze určit hodnotu rezistoru 01 pomocí vztahu: U BE 0,85, Ω 0,4 0, (3.44) I I IO B Volíme nejbližší hodnotu např. 01, Ω. Ostatní prvky stabilizátoru jsou totožné s katalogovým zapojením výrobce [13] Zdroj anodového napětí Jako zdroj anodového napětí složí klasický můstkový usměrňovač s dostatečnou filtrací a se stabilizátorem. Pro zlepšení odstupu levého a pravého kanálu zesilovače jsou obě části zdroje od uzlu můstkového usměrňovače a hlavní filtrace odděleny C-články a dále spojitými stabilizátory. Výrazně se tak zlepší i odstup od rušivých napětí. Schéma zdroje pro napájení zesilovače je zobrazeno na Obr Obr. 3.5: Schéma zdroje anodového napětí Usměrňovač je napájen ze sekundárního vinutí transformátoru, tvoří jej čtveřice diod 1N5408 v můstkovém zapojení. Usměrněné napětí je filtrováno dvojicí kondenzátorů

29 o celkové kapacitě 940µF (ve schématu pro názornost zobrazen jen jeden kondenzátor C µF). ezistor 301 zajistí rychlejší vybití kondenzátoru po vypnutí přístroje. Tok proudu se dále dělí na dvě shodné větve. Výhodné je začít návrh od výstupní svorky napájecího zdroje, protože známe velikost napájecího napětí. Napěťovou referenci tvoří zenerovy diody a přechod BE tranzistoru Q. Součet těchto napětí je při zanedbání napětí U BE tranzistoru Q roven výstupnímu napětí U 300V. Velikost proudu diodami se volí pomocí rezistoru 304. Z katalogového listu zenerovy diody 1N5383B lze vyčíst optimální hodnotu proudu touto diodou [13] I ZD 8mA, je vhodné volit o něco nižší proud, diody se pak nebudou nadměrně zahřívat a zapojení bude teplotně stabilnější. Volíme např. I ZD 6mA. Do báze tranzistoru poteče zanedbatelný proud oproti I ZD, můžeme pak psát I ZD I 304. Napětí mezi bází a emitorem Q je dle katalogového listu výrobce [16] zhruba U BE 0,45V, pak je velikost rezistoru 304 dána vztahem: U BE 0, Ω (3.45) I 0,006 ZD Proud I D elektrodou D tranzistoru Q 1 je roven součtu klidového proudu zesilovače I a proudu zenerovými diodami I ZD, po zaokrouhlení: I I + I ma, (3.46) D ZD protože proud hradlem G je zanedbatelný. V obvodu však lze nalézt další napěťovou referenci tvoří ji napětí mezi elektrodami G a S tranzistoru Q 1. Typické prahové napětí pro námi požadovaný proud I D tranzistoru Q 1 je rovno U GS 3,5V (tranzistor pracuje v koleně charakteristiky ). Pro napětí na kolektoru Q platí: U U + U + U ,5 + 0, V (3.47) CE GS BE Dále je nutno zvolit kolektorový proud tranzistorem Q tak, aby byla zajištěna účinná regulace a aby nebyla překročena maximální teplota tranzistoru při maximálním výkonovém zatížení obvodu. Kolektorový proud tranzistoru Q je mimo jiné určen velikostí rezistoru 303 a velikostí napájecího napětí (přesněji napětí U napětí na kondenzátoru C 30 ). Volíme např. proud I C 13mA. Při tomto proudu je výkonová ztráta tranzistoru přibližně rovna: P U I 304 0,013 4 W (3.48) Q30 CE C Tato výkonová ztráta se dá bezproblémově uchladit. Dále zvolíme napětí U (opět s ohledem na výkonové ztráty použitých součástek a na potřebný rozsah pro účinnou regulaci).např U 34V. Pro rezistor 303 platí následující formulace: U U CE Ω 800Ω (3.49) I 0,013 C Výkonová ztráta tranzistoru Q 1 se dá určit obdobným způsobem jako u Q. 3

30 P U I U U U ) I ( ,45) 0.07,9 W (3.50) Q301 DS D ( BE D Celkový proud odebíraný jedním kanálem zesilovače a polovinou anodového zdroje: I I + I mA (3.51) C D C Hodnota rezistoru Ω je zvolena na základě kompromisu mezi výkonovou ztrátou a zvlněním na výstupu C článku tvořeného členy 30 a C 30. Velikost 30 je možné změnit v přibližném rozsahu 10 až 180 Ω v závislosti na tvrdosti použitého transformátoru. Kondenzátory C 303 a C 306 zamezují pronikání vf. rušení do zesilovače. Potřebné napětí na výstupu usměrňovacího můstku bude za předpokladu Ω zhruba rovno: U U + I , , V (3.5) 1 30 C Což odpovídá přibližně transformátoru se sekundárním vinutím 70V/0,4A Návrh obvodu zpožděného připojení výstupu Navržený obvod je znázorněn na Obr Jeho základem je setrvačný obvod C (tvořen 15, 16, 17, C 16 ), který ovládá řídící elektrodu tranzistoru T 5. Časová konstanta τ tohoto obvodu je rovna: ( + ) ( + 100) τ C ,66 s (3.53) Prahové napětí tranzistoru T 5 je dle výrobce [16] typicky rovno U G U C16 3V. Pro dobu nabíjení C 16 na napětí U C16 3V lze odvodit dle [1] vztah: kde U C16 t τ ln 1, (3.54) U U U nap 1 11,09 V (3.55) U nap je výstupní napětí stabilizátoru. Navržený obvod spíná relé, které je připojeno pomocí konektoru J podle vztahu (3.55) za dobu t 11,s. Tato doba je dostatečná k odeznění přechodných dějů v zesilovači, které vznikají zejména při připojení napájení (nabíjením vazebních kondenzátorů). 4

31 Obr. 3.6: Obvod zpožděného připojení výstupu Ke konektoru J1 je připojen dvoupolohový přepínač, který zároveň ovládá z pinu 1 konektoru J signalizaci zapnutí anodového napětí. E1 a E jsou relé, která spínají napětí ve zdroji pro anody ihned po sepnutí spínače. Kontakty těchto relé jsou zapojeny sériově pro dosažení větší napěťové pevnosti. Napájení obvodu zajišťuje integrovaný stabilizátor 781 v katalogovém zapojení. 3.5 Konstrukce zesilovače Pro dosažení optimálních rozměrů DPS a většího odstupu rušivých napětí jsou bloky napájení a samostatný zesilovač od sebe vzájemně odděleny. Usnadní se tak i případná demontáž při oživování. Při návrhu byly zohledněny velikosti napětích mezi jednotlivými místy obvodu a byly použity dvě šíře izolačních mezer (1mm a 3mm). DPS zesilovače i zdroje jsou řešeny jako jednostranné. DPS zdroje je navržena tak, aby umožňovala snadné připojení sekundárních vinutí napájecího transformátoru pomocí konektorů faston a aby bylo možné přichytit výkonové tranzistory napájecí větve k chladiči. Ve zdrojové části je zohledněna vyšší proudová zatížitelnost spojů u zdroje žhavení a u spojů zemí. DPS zesilovače s korektorem umožňuje připojení elektronek pomocí print konektorů s roztečí kontaktů 3,96mm. Vstup, výstup a ovládání relé zpožděného připojení výstupu je řešeno pomocí print konektorů s roztečí kontaktů,54mm. Napájecí napětí je přivedeno přímo na patice elektronek, stejně tak jako žhavící napětí. Po osazení DPS proběhla montáž modulů do plechové skříně KK Modul napájecí jednotky bylo nutné před touto montáží opatřit chladícím profilem V 7494E. DPS jsou ke skříni přichyceny pomocí distančních sloupků šrouby M3. Moduly jsou vzájemně propojeny dostatečně dimenzovanými vodiči se silikonovou izolací. Přívody žhavení jsou zkrouceny. Na Obr. 3.7 je kompletně osazená DPS sluchátkového zesilovače, na Obr. 3.8 je osazená DPS napájecí jednotky bez výkonových tranzistorů, tyto byly zapájeny až po upevnění ve skříni z důvodu menšího namáhání vývodů a DPS. Desky plošných spojů, osazovací plány a obvodová zapojení jsou zobrazeny v příloze. 5

32 Obr. 3.7: Osazená DPS sluchátkového zesilovače Obr. 3.8: Osazená DPS napájecí jednotky 6

33 Zařízení spadá do kategorie třídy ochrany I a odpovídá krytí IP0. Síťové napětí je do přístroje přivedeno pomocí euro konektoru s integrovaným EMI filtrem a pojistkovým držákem. Vodič fáze a nulový vodič jsou spínány dvoupólovým kolébkovým spínačem se signalizací zapnutí a z tohoto vypínače jsou přivedeny k napájecímu transformátoru. Fáze je v sérii s transformátorem doplněna termistorem NTC 10/3A z důvodu snížení proudových nárazů při zapnutí přístroje. Moduly jsou uzemněny do jednoho bodu a spojeny s kovovou skříní. Vstupní konektory jsou typu CA (cinch) a výstupní jsou typu Jack 6,3mm a jsou odizolovány od skříně z důvodu eliminace vzniku zemních smyček. Na výstupním konektoru je spínán pomocnými kontakty rezistorový dělič. Na Obr. 3.9 lze vidět kompletní konstrukci z horní strany s demontovaným krytem. Obr. 3.9: Kompletní konstrukce zesilovače 7

34 4 SIMULACE A MĚŘENÍ ZAPOJENÍ Simulací v programu PSpice byla ověřena základní funkčnost jak jednotlivých bloků tak i celého zapojení. Byla provedena optimalizace s ohledem na zkreslení zesilovače a na zvlnění napájecího zdroje. Simulace je velmi efektivní nástroj pro tvorbu a odlaďování zesilovačů i napájecích zdrojů. Největší odlišnosti simulace a reálného zapojení mohou vzniknout díky toleranci použitých součástek, malou nepřesností modelů součástek a zejména díky teplotnímu driftu. V našem případě vznikaly mezi simulací a ručním návrhem (i přesto, že byl často zjednodušován) minimální odchylky. 4.1 Zdroj žhavení Zdroj žhavícího napětí byl zatížen při simulaci rezistorem ZH 5,Ω, který přibližně odpovídá odporu žhavícího vinutí. Simulací byla ověřena funkčnost návrhu a bez větších odchylek se shodovala se zde uvedeným výpočtem. Porovnání dosažených výsledků je uvedeno v Tab Tab. 4.1: Výsledky návrhu a simulace zdroje žhavení Návrh Simulace I C [A] 1,9 1,9 I B [ma] 34,5 36,5 I IO [ma] U ZH [V] 1,0 1,0 U ZH [V] - <0,3µ U ZH je zvlnění výstupního napětí U ZH. Po sestavení zdroje byly naměřeny obdobné parametry s výjimkou zvlnění, zkompletovaný zdroj žhavícího napětí vykazoval téměř o tři řády vyšší zvlnění. 4. Zdroj anodového napětí Zdroj anodového napětí byl zatížen podobně jako v předchozím případě rezistorem 4400 Ω, kterým protékal proud shodné velikosti jako je proud jednoho kanálu zesilovače I. Hodnoty obdržené simulací jsou porovnány s vypočtenými hodnotami v Tab. 4.. Po oživení zdroj vykazoval vyšší výstupní napětí (cca 310V), což bylo pravděpodobně způsobeno teplotní závislostí a tolerancí napětí použitých zenerových diod. 8