TEORIE ELEKTRONICKÝCH OBVODŮ VI.

Transkript

1 Střední průmyslová škola elektrotechnická a Vyšší odborná škola Pardubice, Karla IV. 3 TEORIE ELEKTRONIKÝH OBVODŮ VI. (VYSOKOFREKVENČNÍ ZESILOVAČE) (SMĚŠOVAČE) Ing. Jiří Nobilis Pardubice

2 Toto skriptum věnuji všem zájemcům o problematiku vysokorekvenčních zesilovačů. Zpracovávané téma je velmi rozsáhlé, takže skriptum nemůže zachytit všechny detaily a podrobnosti. Snahou však bylo dát zájemcům do ruky spis, který vysvětluje yzikální podstatu, principy činnosti a ukazuje cestu, kterou by se měl ubírat návrh vysokorekvenčních zesilovačů. Po zvládnutí těchto základů předpokládám další studium odborné literatury. Touto cestou si dovoluji poděkovat pánům Ing. Kazdovi, Ing. Pletánkovi a Ing. Vomelovi za cenné a podnětné připomínky k tomuto dílu. Díky nim byl spis upraven a ještě poněkud rozšířen, aby zájemci mohli probíranou problematiku cele pochopit a zvládnout. Autor Ing. Jiří Nobilis, Tato publikace neprošla redakční ani jazykovou úpravou.

3 3 Obsah 6. Úvod 5 6. Vysokorekvenční zesilovače signálu s nízkou úrovní Vlastnosti vysokorekvenčních zesilovačů Základní pasivní obvody, používané ve vysokorekvenčních 8 zesilovačích 6... Rezonanční obvody a jejich aplikace ve vysokorekvenčních 8 zesilovačích 6... Paralelní rezonanční obvod Sériový rezonanční obvod Vázané rezonanční obvody Vícenásobné iltry L (iltry soustředěné selektivity) Rezonanční obvody a vázané rezonanční obvody, tvořené 6 úseky vedení Keramické iltry Krystalové iltry Vlastnosti základních aktivních prvků, používaných ve 3 vysokorekvenčních zesilovačích Vlastnosti tranzistorů pro vysokorekvenční zesilovače Požadované vlastnosti bipolárních tranzistorů Požadované vlastnosti unipolárních tranzistorů Vlastnosti integrovaných obvodů pro vysokorekvenční zesilovače Obvodové řešení vysokorekvenčních zesilovačů Vysokorekvenční zesilovače s rezonančními obvody a 33 vázanými rezonančními obvody Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače se souběžně 37 laděnými rezonančními a vázanými rezonančními obvody Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače s rozloženě 4 laděnými rezonančními obvody a vázanými rezonančními obvody Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače 4 s rozloženě laděnými paralelními rezonančními obvody Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače 45 s rozloženě laděnými vázanými rezonančními obvody Vysokorekvenční úzkopásmové zesilovače Stabilita stupně vysokorekvenčního úzkopásmového 46 zesilovače nilateralizace stupně vysokorekvenčního úzkopásmového zesilovače 53

4 Výkonový přenos stupně vysokorekvenčního úzkopásmového 58 zesilovače Vysokorekvenční zesilovače s keramickými iltry Řízení zesílení vysokorekvenčních zesilovačů Multirekvenční vysokorekvenční zesilovače Přelaďované vysokorekvenční zesilovače Výkonové vysokorekvenční zesilovače Přenos výkonu rezonančním obvodem Činnost výkonového stupně vysokorekvenčního zesilovače ve 79 třídě, jeho výkon, příkon a účinnost 6..3 Stupeň výkonového vysokorekvenčního zesilovače ve unkci násobiče rekvence Směšovače Aditivní směšovače Multiplikativní směšovače Poznámky ke konstrukci vysokorekvenčních zesilovačů a směšovačů Příklady zapojení vysokorekvenčních zesilovačů a směšovačů Zapojení s úzkopásmovými zesilovači a směšovači Zapojení se širokopásmovými zesilovači a směšovači Použitá literatura

5 5 6. Ú v o d Vysokorekvenční zesilovače slouží k zesilování vysokorekvenčních signálů. Podle jejich velikosti můžeme vysokorekvenční (dále jen v) zesilovače rozdělit na: ) v zesilovače pro zesilování signálů s nízkou úrovní; ) v výkonové zesilovače. Na oba typy zesilovačů jsou kladeny zcela rozdílné požadavky a také jejich technické řešení je odlišné. vysokorekvenčních zesilovačů pro zesilování signálů s nízkou úrovní () je důležitý malý šum a velké zesílení při požadované šíři rekvenčního pásma B, u vysokorekvenčních výkonových zesilovačů () nás zajímá hlavně co nejvyšší dosažitelný výstupní výkon a co nejvyšší účinnost. Podle šíře rekvenčního pásma zpracovávaného signálu rozdělujeme vysokorekvenční zesilovače na: a) širokopásmové (ŠPZ); b) úzkopásmové (ÚPZ). Hranice mezi ŠPZ a ÚPZ není přesně deinována, bývá B ( až 3)%, kde je střední rekvence zesilovaného signálu. Rozdíl mezi ŠPZ a ÚPZ nejlépe objasní obr.6-. a r ŠPZ ÚPZ obr.6- Protože v případě ŠPZ má jeden stupeň zesilovače relativně malé zesílení při dobré stabilitě, je vhodné řadit do kaskády větší počet stupňů, čímž se ale zmenšuje šíře rekvenčního pásma. V případě ÚPZ je zesílení stupně vlivem malé šíře rekvenčního pásma většinou velké, čímž ale vznikají problémy se stabilitou stupně (zesilovací stupeň má sklon k oscilacím v určité části přenášeného pásma), které jsou však řešitelné unilateralizací nebo neutralizací. Často je zapotřebí řídit zesílení v zesilovače, a to buď v závislosti na velikosti v signálu na vstupu zesilovače (automatické řízení zesílení AŘZ, automatic gain control AG, automatické vyrovnávání citlivosti AV - např. u přijímačů), nebo v závislosti na času (ČŘZ, TG - u radiolokátorů nebo ultrazvukových vyšetřovacích přístrojů). Řízení zesílení je s ohledem na zkreslení zpracovávaného signálu snadno proveditelné pouze u stupňů, které zpracovávají malý signál (posuv klidového pracovního bodu tranzistoru, tlumicí a oddělovací diody, diody PIN).

6 6 6. V y s o k o r e k v e n č n í z e s i l o v a č e s i g n á l u s n í z k o u ú r o v n í Tyto zesilovače zpracovávají signál, jehož amplituda je daleko menší než je napětí mezi elektrodami tranzistorů v klidových pracovních bodech. Podle obvodového řešení můžeme tyto zesilovače rozdělit do dvou základních skupin: I. zesilovače s rezonančními obvody v jednotlivých stupních, tj. zesilovače, tvořené jednotlivými zesilovacími prvky (tranzistory, jednoduchými integrovanými obvody), jejichž zátěží je rezonanční obvod, vázané rezonanční obvody nebo vícenásobné vázané rezonanční obvody (iltry soustředěné selektivity); počet stupňů zesilovače závisí na požadovaném zesílení a tvaru přenosové charakteristiky; II. zesilovače se soustředěnou selektivitou, tj. zesilovače, tvořené většinou jednostupňovým v předzesilovačem s malým vlastním šumem s následným iltrem soustředěné selektivity (vícenásobným iltrem L nebo keramickým iltrem), za nímž je připojen aperiodický (neladěný) zesilovač většinou v integrovaném provedení (vlastně videozesilovač s dostatečně vysokou horní mezní rekvencí), který také určuje celkové zesílení v zesilovače. Zatímco způsob I. využívá stavebnicového systému s jednotlivými stupni, způsob II. umožňuje plně využít i složitých lineárních integrovaných obvodů, konstruovaných pro tyto účely. ÚPZ a ŠPZ, konstruované podle principu I., se od sebe výrazně odlišují jakostí rezonančních obvodů a jejich naladěním, u zesilovačů podle II. je rekvenční charakteristika jednoznačně určena iltrem soustředěné selektivity. 6.. V l a s t n o s t i v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č ů Vysokorekvenční zesilovač musí ) mít na rezonanční rekvenci potřebné napěťové zesílení A a výkonové zesílení A P ; ) mít požadovaný tvar amplitudové (modulové) charakteristiky v okolí (obr.6..-a), kde a log r A ur A u A ur, Au tj. musí mít potřebnou šíři rekvenčního pásma B (určuje se pro pokles signálu na výstupu zesilovače o 3 db na obou stranách kolem rezonanční rekvence ) a selektivitu S (většinou se určuje jako poměr šířek pásma pro pokles o 3 db a db) B ; Q 3) mít požadovaný tvar ázové charakteristiky Im Au ϕ arctg, Re A u B S ; B

7 7 a) B - a r db -3dB tj. závislosti ázového posunu mezi výstupním a vstupním napětím na rekvenci (obr. 6..-b); b) ϕ B 9 4) mít požadovaný tvar charakteristiky skupinového zpoždění dϕ τ, d tj. závislosti zpoždění modulační obálky signálu na výstupu zesilovače oproti vstupu zesilovače (obr.6..-c); c) τ ) mít vhodný tvar přechodové charakteristiky, což je odezva výstupního napětí na skok vstupního v napětí (obr.6..-). Z této charakteristiky můžeme určit dobu náběhu čela radioimpulsu t r a jeho překmit A; 6) mít co nejmenší šumovou šířku pásma (ta charakterizuje průchod šumu ze vstupu na výstup zesilovače) a co nejmenší šumové číslo F, které udává, kolikrát se zvětší poměr sš signálšum (SN signalnoise) po průchodu signálu ze vstupu na výstup vysokorekvenčního zesilovače A,9A,A t r obr.6..- A t PSvst ktb N F, PSvýst P Nvýst kde P Svst je výkon signálu na vstupu vysokorekvenčního zesilovače, P Svýst je výkon signálu na výstupu vysokorekvenčního zesilovače a kt 4. - WHz (k, JK je Boltzmanova konstanta, T je absolutní teplota v K). obr.6..-

8 8 6.. Z á k l a d n í p a s i v n í o b v o d y, p o u ž í v a n é v e v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č í c h Ve vysokorekvenčních zesilovačích se používá ve unkci vazebních prvků mezi stupni rezonančních obvodů (paralelních ve unkci zátěže zesilovacích stupňů - mají při rezonanční rekvenci maximální impedanci, sériových ve unkci odlaďovačů - mají při minimální impedanci), vázaných rezonančních obvodů (s napěťovou nebo proudovou induktivní či kapacitní vazbou), iltrů soustředěné selektivity L a keramických nebo krystalových iltrů. Na vyšších rekvencích mohou být rezonanční obvody, vázané rezonanční obvody nebo vícenásobné iltry L realizovány úseky vedení o délce λ nebo λ4. Dolaďování rezonančních obvodů je možné dolaďovacími jádry cívek (nejčastěji) nebo kapacitními trimry. Dolaďovací jádra bývají eritová nebo erokartová (práškové železo, rozptýlené v polystyrenu); použitý materiál musí odpovídat pracovní rekvenci s ohledem na hysterezní ztráty a ztráty vířivými proudy. Mohou být použita i jádra hliníková nebo mosazná. Feromagnetická jádra indukčnosti cívek zvyšují (mají větší magnetickou vodivost než vzduch), jádra z vodivých materiálů indukčnosti cívek zmenšují a zvětšují i jejich ztráty (zmenšují Q), takže se využívají ojediněle pouze u ŠPZ. všech nadále používaných pasivních prvků musíme uvažovat jejich skutečné vlastnosti, charakterizované jejich náhradním obvodem pro vysoké rekvence, který je složen z ideálních (bezeztrátových) prvků R, L,. V dalším budou uvedeny vlastnosti rezonančních obvodů (RO) a vázaných rezonančních obvodů (VRO) jen stručně ormou rekapitulace (vlastnosti RO a VRO byly probrány ve skriptu Teorie obvodů I.) a následně bude provedeno rozšíření pojmů, a to zvláště s ohledem na aplikaci ve VFZ Rezonanční obvody a jejich aplikace ve vysokorekvenčních zesilovačích 6... Paralelní rezonanční obvod Paralelní rezonanční obvod (PRO) je charakterizován svou rezonanční rekvencí, π L na níž má největší rezonanční impedanci Z. V principu můžeme uvažovat náhradní schéma PRO ve ormě paralelní kombinace G, L, (obr.6...-; Z G ) nebo ve ormě paralelní kombinace kondenzátoru se sériovou větví L, R S (obr.6...-; Z L R S ). V obrázcích jsou uvedeny i patřičné rekvenční charakteristiky. V prvním případě (G, L, ) je modulová charakteristika normované impedance Z r symetrická podle svislé osy, ázová charakteristika (v obr i v obr je za základ bráno napětí a áze proudu je vztahována k němu) je středově symetrická podle rezonanční rekvence. Ve druhém případě (R S, L, ), který je bližší praxi, je symetrie v okolí rezonanční rekvence mírně narušena; pokud budeme uvažovat jakost rezonančních obvodů

9 9 Q >, můžeme nesymetrii zanedbat a přibližně uvažovat jednodušší náhradní L G Z r db -3dB obr.6...-a B ImY r ϕ I 9 45 G ReY r obr.6...-b obr.6...-c Z r db -3dB L R S R S B obr.6...-a ImY Y m min. admitance 9 45 ϕ I Y m ReY -45 obr.6...-b obr.6...-c

10 obvod G, L,. Protože prakticky u všech rezonančních obvodů, používaných ve vysokorekvenčních zesilovačích, je tato podmínka splněna, budeme v dalším uvažovat pouze obvod G, L,. Jakost rezonančního obvodu souvisí s šíří rekvenčního pásma B: B Q (odvození tohoto vztahu a vztahu pro selektivitu čtenář nalezne ve skriptu Teorie obvodů I.). V případě vysokorekvenčních zesilovačů musíme uvažovat dva činitele jakosti rezonančních obvodů: jakost naprázdno Q (rezonanční obvod není zatížen vnějšími obvody) a provozní jakost Q (rezonanční obvod je zatížen vnějšími obvody, většinou předchozím a následujícím tranzistorem nebo lineárním integrovaným obvodem). Šířka rekvenčního pásma B jednoho stupně VFZ je pak dána provozní jakostí rezonančního obvodu. Pokud má PRO ungovat jako vazební obvod, musíme na něj nahlížet jako na immitanční dvojbran, který je z jedné strany připojen na zdroj signálu s určitou vnitřní admitancí (např. výstup tranzistoru) a na druhé straně je zatížen určitou zatěžovací admitancí (např. vstup následujícího tranzistoru). V tomto případě musíme pracovat s transormační impedancí nebo admitancí, jejíž rekvenční průběh je stejný jako rekvenční průběh impedance nebo admitance rezonančního obvodu. L g L V G g y m u obr a L a g G g y m u L b obr b

11 a L G g b g y m u obr c Protože vstupní impedance tranzistoru bývá malá (vstupní admitance velká), má tato impedance největší vliv na přídavné zatlumení rezonančního obvodu a tedy na provozní jakost Q. Aby tato impedance rezonanční obvod přímo nerozlaďovala a nadměrně netlumila, je zapotřebí následující tranzistor připojit na rezonanční obvod přes impedanční transormátor. Protože se rezonanční obvod při rezonanci chová právě jako transormátor, můžeme pro připojení následujícího tranzistoru použít vazebního vinutí na rezonančním obvodu, odbočky na cívce nebo rozdělené kapacity (obr a,b,c). Jelikož má tranzistor nastavený a stabilizovaný klidový pracovní bod, pracujeme zásadně s linearizovanými náhradními obvody tranzistorů (řešení pro malá střídavá napětí). Obdobná situace nastane v případě požadavku minimálního přídavného tlumení rezonančního obvodu předchozím tranzistorem (obr a,b,c). L L V g L V G g y m u obr a L a L c g G L b g y m u obr b

12 a L G g c g y m u b obr c Protože je ale výstupní impedance tranzistoru většinou velká, bývá výstup tranzistoru připojen většinou na celý rezonanční obvod. Navíc zde v případě rozdělené kapacity přistupuje problém stejnosměrného napájení kolektoru tranzistoru (přes tlumivku nebo rezistor). Je samozřejmé, že je možné jednotlivé způsoby vazby vzájemně kombinovat. Všechny uvedené případy se dají překreslit do jednoho, zcela obecného, obrázku (obr ), ve kterém jsou vazební vinutí a rozdělené indukčnosti nebo kapacity znázorněny transormátory s transormačními poměry p a p (v dalším již bude vynecháván závislý zdroj proudu y m u ). g p : :p L G g obr vedený obvod můžeme překreslit (obr ) a následně upravit sloučením paralelně řazených kapacit a vodivostí (obr ). g L G g obr Admitance, v našem případě vodivosti a kapacity, se při rezonanční rekvenci a v její blízkosti, kdy se rezonanční obvod chová jako transormátor, přepočítávají s druhou mocninou převodu, jenž je určen jako poměr dvou napětí. Je tedy: g g p ; p ; g g p ; p.

13 3 Převodové poměry p a p budou určeny buď poměrem počtu závitů nebo dělicím poměrem kapacitního děliče. Pro obr a (předpokládáme činitele vazby κ ): p N. V LV M V LV ; N L L p N. V LV M V LV, N L L pro obr b (předpokládáme činitele vazby κ ): p N. L M L ; N L L p N. b Lb M b Lb, N L L pro obr c: p ; a b c ; c ab ac bc p ; a b c. b ab ac bc V obr zřejmě platí: L G G G g g,. Vlivem přídavných transormovaných vodivostí se jakost rezonančního obvodu naprázdno obr Q G změní na jakost provozní Q, G která bude určovat skutečnou šíři rekvenčního pásma rezonanční křivky obvodu. Je tedy zřejmé, že volbou převodových poměrů je možné nastavit potřebnou šíři rekvenčního pásma rezonančního obvodu, použitého ve unkci vazebního členu. Rozladění vlivem přídavných kapacit se v praxi kompenzuje zmenšením indukčnosti cívky dolaďovacím jádrem nebo na vysokých rekvencích (většinou samonosné provedení cívky) roztažením jejích závitů. Poznámka : Ve většině případů (zvláště při řešení ÚPZ) je zapotřebí volit jakost rezonančních obvodů naprázdno Q co největší, aby byla ještě rezerva v celkové vodivosti s ohledem na připojení okolních obvodů. Poznámka : Aby nebylo zapotřebí realizovat transormační poměr p (ekonomické důvody, potíže se vznikem parazitního rezonančního obvodu - obr , event. potíže se stejnosměrným napájením při aplikaci kapacitního děliče), je vhodné volit nižší rezonanční impedanci rezonančního obvodu (větší kapacitu ). V náhradním obvodu na obr je v sérii s odbočkou mezi sekcemi L a a L c, mezi nimiž je ve skutečnosti vzájemná vazba, zařazena vzájemná indukčnost M ac. Ta spolu s L c

14 4 vytváří indukčnost parazitního rezonančního obvodu, který by měl být naladěn zcela mimo přenášené pásmo, aby nedeormoval přenosovou charakteristiku. M ac M bc L a L c g G L b g y m u obr Obdobná situace je i ve vazebním obvodu báze (zde iguruje M bc ); tento obvod však nelze s ohledem na nízkou vstupní impedanci následujícího bipolárního tranzistoru vynechat. Poznámka 3: V některých případech se můžeme setkat s rezonančním obvodem ve tvaru článku π (obr a,b) nebo T (obr.6...-a,b). Tento obvod se většinou aplikuje ve ormě dolnorekvenční propusti (obr a) a slouží současně k impedančnímu přizpůsobení. Rezistory, zakreslené v obrázcích, představují ztráty, ostatní prvky ve schématech jsou bezeztrátové (ideální). Do kapacit a jsou zahrnuty i parazitní kapacity aktivních prvků. L R R R L L obr a obr b R L L R R L obr.6...-a obr.6...-b 6... Sériový rezonanční obvod Sériový rezonanční obvod (SRO) má rezonanční rekvenci, π L při rezonanci má minimální impedanci Z R. Frekvenční charakteristiky mají tvar podle obr

15 5 ImZ r R L obr.6...-a R ReZ r Y r ϕ B db -3dB V praxi se sériový rezonanční obvod používá hlavně jako odlaďovač u v ŠPZ, kdy se zapojuje jako druhá (rekvenčně závislá) impedance impedančního děliče (obr.6...-). Při rezonanční rekvenci má SRO minimální impedanci a výstupní napětí je proto minimální. Pro správnou unkci by měla být impedance Z co největší. -9 obr.6...-b obr.6...-c Z L R S obr Vázané rezonanční obvody V případě vázaných rezonančních obvodů (VRO) se jedná o dvojici rezonančních obvodů, naladěných na stejnou rezonanční rekvenci, které jsou vzájemně vázány napěťovou nebo proudovou vazbou. Tato vazba může být induktivní nebo kapacitní. Náhradní obvody pro všechny typy vazby jsou znázorněny na obr až 4. Ve schématech nejsou zakresleny vazební obvody, potřebné pro připojení zesilovacích prvků (ty mají zcela shodné zapojení s vazebními obvody paralelního rezonančního obvodu).

16 6 κ L L G G obr Činitel vazby κ u napěťové induktivní vazby (obr.6...-) je vazeb je M ), V κ M L L (u dalších L L G G obr u napěťové kapacitní vazby (obr.6...-) je κ V, L L G G L V obr u proudové induktivní vazby (obr ) je κ L V L L L L G G V obr a u proudové kapacitní vazby (obr ) je κ. Oba obvody, představující VRO, mají v obecném případě navzájem odlišné jakosti naprázdno Q a Q. Také přídavné tlumení připojenými vnějšími obvody je většinou nesymetrické, takže i provozní jakosti zatlumených obvodů Q a Q nejsou shodné. V

17 7 VRO se (podobně jako u jednoduchých rezonančních obvodů ve unkci vazebních dvojbranů) zajímáme hlavně o transormační impedanci Z T. V [5] byl pro transormační impedanci Z T induktivně vázaných rezonančních obvodů odvozen vztah κ κ Q j F Q j F L L j I Z T (). Tento vztah je ovšem možné dále upravit pomocí známého vztahu pro stupeň vazby d d Q Q k κ κ () (Q a Q jsou provozní jakosti obou rezonančních obvodů, d a d jejich činitelé tlumení): ( ) ( ) ( ) ( ) F jq jq F k Q Q L L k j F jq jq F Q Q L L j Z T κ κ (3). Protože platí ; G L Q G Q L (4), může vztah (3) nabýt tvaru ( ) ( ) F jq jq F k Q Q L L G G k j Z T (5). Budeme-li uvažovat malá rozladění, tj., bude. a.. Tím se vztah (5) dále zjednoduší: ( ) ( ) F jq jq F k Q Q k L L j Z T (6). Použitím vztahu (4) a uvažováním rovnosti F F F (7) dostane vztah (6) tvar: ( ) ( ) F Q Q k j Q Q F k G G Z T (8).

18 8 Ve vztahu (8) představují G a G celkové vodivosti na primární a na sekundární straně VRO, Q a Q provozní jakosti primárního a sekundárního obvodu, k stupeň vazby a F poměrné rozladění. Do vztahu (8) zavedeme normované rozladění F γ F QQ (9) d d a poměr provozních jakostí obou obvodů označíme Potom bude Z T G G γ Q d Q d ρ (). ρ k ρ j ( k γ ) γ ρ j ρ γ ρ ρ k G G ( k γ ) ( k γ ) Modulová charakteristika (). Absolutní hodnota transormační impedance, určená ze vztahu (), má tvar: k Z T (). GG 4 ( k ) γ ρ k γ ρ Pro zjednodušení zavedeme relativní (normovanou) transormační impedanci, jejíž absolutní hodnota bude Z T k Z Tr (3), Z T 4 ( k ) γ ρ k γ ρ kde Z T je transormační impedance při rezonanci ( ). Vztah (3) má relativní normované rozladění γ ve jmenovateli ve čtvrté mocnině, což znamená, že modulová rekvenční charakteristika může (ale nemusí) mít dva vrcholy. Zda má či nemá charakteristika dva vrcholy, zjistíme klasickou metodou vyhledávání extrémů unkcí: při extrému je první derivace unkce nulová, při maximu je druhá derivace unkce záporná. Podle toho, jak jsou veličiny ρ a k velké, mohou nastat celkem tři případy: a) ρ k. ρ V tomto případě bude mít absolutní hodnota přenosové impedance jedno maximum na rekvenci, vazba bude kritická:

19 9 ρ ρ k. Poznámka a: Pokud Q Q, bude ρ, k a transormační impedance k Z T. 4 ( k ) γ ( k ) γ b) ρ k. ρ Nyní má absolutní hodnota přenosové impedance dvě maxima, souměrně rozložená kolem rezonanční rekvence, vazba je nadkritická: ρ ρ k, ρ ρ γ ± k. Poznámka b: Pro Q Q a tedy ρ bude k > a γ ± k. Protože γ QQ F, bude v tomto případě γ Q F Q F. Odtud již můžeme vypočítat rekvence, na nichž má modul přenosové impedance maxima. c) ρ k. ρ Absolutní hodnota transormační impedance bude mít jediné maximum na, vazba je podkritická: ρ ρ k. Poznámka c: Pro Q Q je ρ a k <. Poznámka: Zvláštním případem vázaných rezonančních obvodů jsou extrémně nesouměrně tlumené vázané rezonanční obvody. Předpokládejme extrémní stav (který nemůže v praxi nastat) Q, tj. d. Q Tím se vztah pro transormační impedanci změní na Z T G Q F j κ Q ( κ Q Q F ). Označíme-li γ Q F a k κ Q,

20 bude absolutní hodnota přenosové impedance ( ) 4 4 γ γ k k k G Z T a absolutní hodnota relativní přenosové impedance ( ) 4 4 γ γ k k k Z Z Z T T T. Tomuto případu se blíží v praxi hojně užívané VRO s podstatně více zatlumeným sekundárním obvodem oproti obvodu primárnímu. Skupinové zpoždění Skupinové zpoždění určíme z ázové charakteristiky derivací podle rekvence. Fázový úhel určíme ze vztahu (8) ρ ρ γ γ ϕ Re Im k arctg Z Z arctg T T (4) a odtud určíme normované skupinové zpoždění ( ) ( ) ρ ρ γ ρ ρ γ ρ ρ γ ρ ρ γ γ γ ϕ τ k k d d r ( ) ( ) γ ρ ρ γ ρ ρ γ k k (5). Skutečné skupinové zpoždění určíme ze vztahu τ γ τ γ γ ϕ ϕ τ Q Q d d d d d d d d r r (6). Pokud nemají VRO extrémně velkou šířku rekvenčního pásma, tj. je-li. a tím i ( ) ( ) ( ). F (7),

21 můžeme vztah (6) zjednodušit:. QQ τ τ r (8). Modul vstupní admitance VRO Modul vstupní admitance VRO určíme ze vztahu G ( ) Y vst ργ k ργ k γ (9), ργ reálnou část vstupní admitance G vst ze vztahu k G vst G (). ργ Tyto hodnoty potřebujeme v případě, že mají být VRO připojeny na vedení nebo na zdroj signálu, jenž svým chováním ani přibližně neodpovídá proudovému zdroji. ρ Vícenásobné iltry L (iltry soustředěné selektivity) Vícenásobné iltry L vycházejí z principu vázaných rezonančních obvodů s patřičným stupněm vazby. Čím více vzájemně vázaných rezonančních obvodů bude zařazeno do kaskády, tím bude mít výsledná modulová přenosová charakteristika strmější boky a bude mít tedy i větší selektivitu (samozřejmě při správném naladění a zatlumení jednotlivých rezonančních obvodů). Selektivitu není ovšem možné zvětšovat libovolně, neboť při extrémním nárůstu selektivity dochází ke zvlnění modulové charakteristiky v propustném pásmu a tudíž k výraznému narušení linearity ázové charakteristiky a charakteristiky skupinového zpoždění, jakož i ke zhoršení charakteristiky přechodové a impulsní. Potřebného průběhu požadované charakteristiky dosáhneme právě vhodným naladěním a zatlumením jednotlivých kaskádně řazených rezonančních obvodů. V principu však není možná současná stoprocentní optimalizace modulové a ázové charakteristiky nebo modulové a přechodové charakteristiky. Jinou možností realizace iltrů soustředěné selektivity je aplikace příčkových struktur L, které vytvoří polynomiální iltr. Tohoto názvu se užívá proto, že je možné přenosovou charakteristiku iltru vyjádřit polynomem n-tého řádu. Existuje řada polynomů, které hůře či lépe aproximují přenosovou charakteristiku ideálního iltru.

22 Používané aproximace můžeme rozdělit do dvou hlavních skupin podle toho, zda vytvořené iltry mají a) ideální modulovou (amplitudovou) charakteristiku, b) ázovou charakteristiku. Existuje ještě určitá podskupina s téměř ideálními časovými charakteristikami (přechodovou, impulsní,...). Do skupiny a) patří hlavně iltry Butterworthovy a Čebyševovy, eventuálně Zobelovy, auerovy a auer - Čebyševovy. Do skupiny b) patří hlavně iltry Thomsonovy a Feistel - nbehauenovy. Do výše uvedené podskupiny náležejí iltry Gaussovy, Kasteleinovy, atd.. V praxi se vyskytují i přechodové ormy iltrů (např. Butterworth - Thomsonovy). Butterworthovy iltry mají v propustném pásmu konstantní přenos (jedná se o iltry s maximálně plochou modulovou charakteristikou), přechod mezi propustným a nepropustným pásmem je povlovný, tj. strmost modulové charakteristiky je relativně malá (obr ) a závislá na řádu iltru (čím je řád iltru vyšší, tím jsou boky modulové charakteristiky strmější), ázová charakteristika má ještě únosnou nelinearitu (s rostoucím řádem iltru se linearita zhoršuje), přechodová charakteristika má relativně krátkou dobu náběhu a malý překmit (čím je řád iltru vyšší, tím je zpoždění náběhu větší a větší je také překmit). Thomsonovy iltry mají v propustném pásmu modulovou charakteristiku s převýšením na střední rekvenci a s menší strmostí boků než iltry Butterworthovy (obr ), ázová charakteristika je lineární, přechodová charakteristika je bez překmitu, doba náběhu je velmi malá (zpoždění náběhu se zvětšuje s rostoucím řádem iltru). Čebyševovy iltry mají v propustném pásmu modulovou charakteristiku se zvlněním (obr ), čemuž odpovídá ázová charakteristika se zvlněním a s výraznými extrémy v okolí mezních rekvencí, kde má modulová charakteristika výrazný pokles. Přechod mezi propouštěným a nepropouštěným rekvenčním pásmem je velmi strmý, jeho strmost roste s rostoucím řádem iltru (tím rostou také odchylky ázové charakteristiky od ideálního průběhu a extrémy skupinového zpoždění). Přechodová charakteristika má překmit; s rostoucím řádem iltru se překmit zvětšuje a současně se zvětšuje i zpoždění náběhu. Velikost zvlnění modulové charakteristiky (a tím i tvar dalších charakteristik) je volitelná (,5 db, db, atd.), jednotlivé případy jsou v literatuře o iltrech zpracovány tabelárně. a r a r B B obr obr

23 3 a r Feistel - nbehauenovy iltry mají v propustném pásmu lineární ázovou charakteristiku (konstantní skupinové zpoždění), mimo propustné pásmo je modulová charakteristika zvlněná. B Gaussovy iltry mají ideální impulsní charakteristiku, jež je obr symetrická a bez zákmitů. Amplitudová charakteristika má uprostřed přenášeného pásma převýšení, přechod mezi propouštěným a nepropouštěným pásmem závisí na řádu iltru (čím je řád vyšší, tím je přechod strmější), ázová charakteristika vykazuje hlavně na okrajích přenášeného rekvenčního pásma nelinearitu, která se zvětšuje s řádem iltru. Kasteleinovy iltry mají amplitudovou charakteristiku, jež aproximuje průběh obálky spektra impulsu sin t. Tvar impulsní charakteristiky se s velkou přesností přibližuje unkci sin t. Obvodové řešení iltrů s větším počtem vázaných rezonančních obvodů využívá většinou napěťové kapacitní nebo induktivní vazby. V V V L L L 3 L obr V V V3 L L L 3 L obr Při aplikaci kapacitní vazby (obr ) vycházejí na vyšších rekvencích vazební kapacity velmi malých hodnot, které se vyrábějí ve velkých tolerancích; tím je tolerance rekvenčních charakteristik extrémně velká. Proto se tyto kapacity realizují většinou ormou plošných spojů nebo se kapacitní vazba realizuje na odbočkách cívek (obr ) nebo na rozdělených kondenzátorech (obr ). Využití

24 4 odboček na cívkách je riskantní s ohledem na vznik parazitních rezonančních obvodů, které musejí být naladěny mimo přenášené rekvenční pásmo. V obrázcích nejsou zakresleny ztrátové vodivosti vlastních rezonančních obvodů; cívky jsou vzájemně odstíněny (každá má svůj kryt). V V V3 L L L 3 L obr V některých případech je možné použití kombinované vazby (obr ), při které je vazební vinutí součástí cívky laděného obvodu. Vazba se pak dá nastavit nejen počtem závitů vazebního vinutí, ale i jeho vzdáleností od cívky laděného vinutí. ívky jsou opět vzájemně odstíněny. L L 3 L 3 4 L 4 L V L V L V3 obr Obvodové řešení iltrů pomocí příčkové struktury L vychází z požadavků na typ iltru (Butterworthův, Thomsonův,...) při známé šíři rekvenčního pásma, útlumu v propustném pásmu a potlačení v nepropustném pásmu, čímž je určen řád iltru. Obvodová struktura Butterworthova iltru. řádu je na obr , Butterworthova iltru 4. řádu na obr (hodnoty ve schématu odpovídají rekvenci 4,433 MHz a šíři pásma 3 MHz, útlumu v propustném pásmu menšímu než 3 db a útlumu na dvojnásobku základní rekvence minimálně 35 db; iltr je oboustranně zakončen odporem 75 Ω). L L obr

25 5,99 µh 4,98 µh 49 pf,57 µh 6,389 nf,4 µh,4 nf 46 pf obr Někdy se požadovaná charakteristika realizuje kaskádním řazením většího počtu iltrů, jež jsou vzájemně odděleny zesilovacím prvkem. Příkladem takového zapojení je Čebyševův iltr na obr , který má rekvenci 4,3 MHz, šíři pásma B 3 MHz, potlačení na trojnásobku základní rekvence větší než 5 db a nerovnoměrnost skupinového zpoždění v propustném pásmu menší než, % (rezistory R v emitorech tranzistorů zvětšují jejich vstupní impedanci). 88, Ω 3,7 µh 3,9 µh 5 Ω R 37 pf 4,79 µh 37 pf 37 pf 3,6 µh 37 pf R obr , Ω 4,9 µh 8,9 µh 5 Ω Filtry L různého typu jsou v normovaném provedení většinou zpracovány tabelárně (např. v []); patřičným odnormováním dostáváme pak konkrétní hodnoty požadovaného iltru pro zadanou rekvenci. Nevýhodou všech iltrů L je velká pracnost (výběr součástek s ohledem na toleranci a vinutí velkého počtu cívek), problém reprodukovatelnosti při výrobě a zdlouhavé nastavování.

26 Rezonanční obvody a vázané rezonanční obvody, tvořené úseky vedení Z teorie vedení je známo, že rozložení kmiten napětí a proudu na vedení se λ v opakuje po úsecích délky, kde λ, přičemž v je rychlost šíření vlnění v. µε hceme-li vytvořit paralelní rezonanční obvod, musíme zařídit, aby byla při rezonanci na vstupu vedení maximální impedance. Tohoto stavu je možné dosáhnout aplikací: a) vedení o délce λ, které je na opačném konci rozpojeno (obr a); b) vedení o délce λ4, které je na opačném konci zkratováno (obr b). Z VST Z Z Z VST Z Z λ obr a λ4 obr b Sériový rezonanční obvod vytvoříme: a) vedením o délce λ, které je na opačném konci zkratováno (obr a); b) vedením o délce λ4, které je na opačném konci rozpojeno (obr b). Z VST Z Z Z VST Z Z obr λ obr a obr λ4 obr b V technice vysokorekvenčních zesilovačů se více používá úseků vedení o délce λ4 (s ohledem na menší rozměry oproti vedení λ), a to ve rekvenčním pásmu nad 3 MHz (pro nižší rekvence vycházejí rozměry úseků vedení příliš velké). Potřebujeme-li realizovat paralelní rezonanční obvod, je vhodné využít kapacitně zkráceného vedení délky λ4 (obr ). Zkracovací kapacitu tvoří většinou kapacitní trimr, celé vedení je tvořeno vnitřním zkráceným vodičem a vodivou

27 7 komůrkou (u přelaďovaných rezonančních obvodů využíváme paralelní kombinace varikapu a trimru; k varikapu se přes rezistor hodnoty řádově desítek kω přivádí ladicí napětí). harakteristickou impedanci vedení Z L volíme většinou mezi a 5 Ω. Tím jsou pak dány rozměry komůrky a vnitřního vodiče (viz [4]). Obdobu komůrkového provedení můžeme vytvořit na jakostním plošném spoji, kde využíváme páskové struktury (obr ); pokud požadujeme velkou jakost obvodu, můžeme okolí vnitřního pásku odstranit (např. odrézovat). Pro navázání tranzistorů použijeme připojení pouze na část vedení (obdoba rozdělené indukčnosti - obr ) nebo vazebního vedení (obdoba vazební cívky - obr ). Navázání s rozdělenou kapacitou se příliš nepoužívá, protože ladicí kapacity jsou, kromě malé ladicí kapacity, dány pouze kapacitami vnitřního vodiče proti stěnám komůrek. obr obr Vázané rezonanční obvody se dají vytvořit použitím dvou předchozích obvodů, které jsou vzájemně vázány. Vazba může být: a) kapacitní napěťová, tvořená otvorem v přepážce mezi oběma obvody (obr ); čím blíže je otvor (štěrbina) ke zkracovací kapacitě (k místu s nejvyšší impedancí) nebo čím je otvor větší, tím je vazba těsnější; b) induktivní pomocí smyčky (obr ); čím blíže jsou vodiče smyčky vodičům rezonančních obvodů a čím je plocha smyčky větší, tím je vazba těsnější. Filtry soustředěné selektivity (vícenásobné iltry L) vzniknou dalším rozšířením vázaných rezonančních obvodů, a to s vazbami otvory nebo smyčkami. A ŘEZ A-A A obr obr

28 8 Poznámka: Pokud požadujeme velkou selektivitu iltrů i na nižších rekvencích a chceme použít úseků vedení (přičemž nechceme nadměrně zvětšovat jejich rozměry), použijeme iltrů HELIAL, které používají místo přímého středního vodiče středního vodiče ve tvaru spirály s relativně velkým stoupáním (obr ). Vazba mezi jednotlivými obvody je obdobná jako u vázaných rezonančních obvodů Keramické iltry V moderním obvodovém pojetí vysokorekvenčních zesilovačů se téměř výhradně vyskytují keramické iltry, které zajišťují potřebný tvar přenosové charakteristiky zesilovače. Nahrazují tak úspěšně vícenásobné iltry L. Oproti nim však mají nevýhodu většího útlumu v propustném rekvenčním pásmu (který musí být kompenzován přídavným zesilovacím stupněm zesilovače), navíc mají parazitní přenosy na harmonických rekvencích (které se mohou potlačit použitím pomocného rezonančního obvodu). Vlastní keramický iltr je vyroben z materiálu, který obsahuje prvky vzácných zemin. Dotyčný materiál musí umožňovat šíření ultrazvuku s co nejmenším útlumem. V principu obsahuje každý keramický iltr vstupní a výstupní elektroakustický měnič; vstupní měnič přemění elektrický signál na ultrazvuk, jenž projde keramickým médiem k výstupnímu měniči, který ultrazvuk přemění opět na elektrický signál. Protože rychlost šíření ultrazvuku je podstatně menší než rychlost šíření elektromagnetického vlnění (cca o pět řádů), budou rozměry keramického iltru relativně velmi malé (vzdálenost od vstupního měniče k výstupnímu je polovinou délky vlny). Dříve se používalo keramických iltrů s prostorovou akustickou vlnou M obr keramika obr M (obr ), u nichž se v elektroakustickém měniči M přeměnil elektrický signál na mechanické vlnění, které se, po projití keramikou, v měniči M přeměnilo zpět na elektrický signál. Protože výtěžnost výroby byla vzhledem k možným nehomogenitám materiálu, jímž ultrazvuk procházel, malá (pod 5%), dospěl vývoj k iltrům s povrchovou akustickou vlnou (PAV), u nichž je výtěžnost při výrobě daleko větší, neboť se ultrazvuk šíří prakticky pouze v povrchové vybroušené a vyleštěné vrstvě

29 9 (aktivní oblasti - viz obr ). Přeměnu elektrického signálu na mechanické vlnění a zpět zde obstarávají opět elektroakustické měniče M a M, provedené většinou ve tvaru hřebínků. Změnou jejich rozměrů a přídavnými prvky je možné měnit tvar přenosové charakteristiky (více v []). Aby se kmity v materiálu M aktivní oblast obr M šířily s co nejmenším útlumem, musí být materiál opracován v patřičném řezu vzhledem k osám krystalu, který je tvořen většinou LiNbO 3 (s rychlostí šíření vlnění 3488 ms - ), Bi SiO (s rychlostí šíření vlnění 7 ms - ) a Bi GeO (s rychlostí šíření vlnění 78 ms - ). Měniče se vyrábějí většinou technologiemi, známými z výroby plošných spojů a jsou tvořeny kovy nebo jejich oxidy (např. ZnO). Na okrajích destičky jsou umístěny tlumicí plošky z absorpčního materiálu, které tlumí nežádoucí odrazy. V zesilovačích se keramický iltr musí zapojit tak, aby byl oboustranně zakončen požadovanou impedancí (katalogový údaj výrobce). Při požadavku na užší rekvenční pásmo, než může poskytnout jeden keramický iltr, je možné iltry stejného typu řadit kaskádně (analogie kaskádního řazení skupin iltrů L). Přitom se musejí opět dodržet zakončovací impedance všech iltrů, útlum v propustném pásmu patřičně vzroste Krystalové iltry Krystalové iltry nacházejí použití v případech, kdy požadujeme na vyšších rekvencích velmi úzké rekvenční pásmo. To je dáno velkou jakostí krystalového výbrusu. Krystalový výbrus je tvořen plátkem křemene (SiO ), který je vybroušen přesně podle jedné z krystalických os (blíže viz [3]). Z obvodového hlediska krystal představuje sériový rezonanční obvod o velkém činiteli jakosti (malém sériovém odporu), o velké indukčnosti L a malé kapacitě (obr ). Vlivem kapacity držáku D se v blízkosti rezonanční rekvence S vyskytuje ještě paralelní rezonance na rekvenci P, na níž se objeví minimum přenosu krystalového iltru (obr ). Pokud krystalový iltr zapojíme podle obr , bude největší přenos iltru na rekvenci S, paralelní rezonanci vykompenzujeme pomocným neutralizačním kondenzátorem N, kterým můžeme v určitém (úzkém) rozmezí nastavit polohu minima přenosu iltru. Pomocné rezonanční obvody před a za krystalovým iltrem jsou naladěny na požadovanou rekvenci S, šířku pásma můžeme ovlivňovat velikostí rezistoru R. Samozřejmostí je ta skutečnost, že následující zesilovací stupeň zapojíme na rozdělenou kapacitu 3 nebo na vazební vinutí cívky L 3 s ohledem na tlumení výstupního rezonančního obvodu.

30 3 a L R S D obr Q S P obr A L L L 3 B N 3 R obr V l a s t n o s t i z á k l a d n í c h a k t i v n í c h p r v k ů, p o u ž í v a n ý c h v e v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č í c h Ve vysokorekvenčních zesilovačích jsou používány bipolární nebo unipolární tranzistory, velmi často uspořádané v lineárních integrovaných obvodech, které mají kromě zesilovací ještě další (pomocné) unkce. V neposlední řadě přistupuje ještě jeden parametr - vlastní šum aktivního prvku. Ten je rozhodujícím parametrem u vstupních obvodů vysokorekvenčních zesilovačů, které zpracovávají malý signál; jemu je podřízeno nastavení pracovního bodu aktivního prvku bez ohledu na dosažitelné zesílení Vlastnosti tranzistorů pro vysokorekvenční zesilovače Požadované vlastnosti bipolárních tranzistorů Bipolární tranzistory, použité při konstrukci vysokorekvenčních zesilovačů, by měly mít co nejvyšší mezní rekvenci (s ohledem na minimální ázový posuv parametru y na pracovní rekvenci), co největší strmost S, co největší vstupní a výstupní odpor (co nejmenší vstupní vodivost g a co nejmenší výstupní vodivost g ) a co nejmenší parazitní kapacity (vstupní, výstupní a hlavně průchozí ) - blíže viz [6]. Některé tranzistory jsou již konstruovány tak, aby jejich průchozí

31 3 kapacita v daném zapojení (většinou SE) byla co nejmenší na úkor zvětšení vstupní a výstupní kapacity. takto uspořádaných tranzistorů můžeme počítat s průchozí kapacitou řádově desetin pf. Při aplikaci tranzistorů v oblasti F F I Eopt parametr: Y konst. obr parametr: I E konst. Y opt obr vysokých rekvencí si musíme uvědomit, že jejich dierenciální parametry jsou komplexní a že jejich reálné i imaginární složky se mění se změnou polohy klidového pracovního bodu. Protože zvláště na vyšších rekvencích mají vstupní a výstupní kapacity výrazný vliv na naladění připojených rezonančních obvodů, musejí být pracovní body tranzistorů důkladně stabilizovány. Většinou se používá zpětnovazební stabilizace s emitorovými odpory, mnohdy doplněná stejnosměrnými zpětnými vazbami z báze do kolektoru. Na poloze pracovního bodu závisejí i šumové poměry zesilovacího stupně (obr ). Zřejmě se o tuto závislost budeme zajímat při konstrukci prvního (eventuálně dalšího) zesilovacího stupně v zesilovače. Podobně bychom měli vědět, jakou admitanci Y má mít zdroj signálu, připojený na vstup prvního zesilovacího stupně, aby jeho šum byl minimální (obr ). Šumové číslo F je deinováno jako poměr šumového výkonu na výstupu stupně k šumovému výkonu, který je na vstupu stupně PN F. PN Pro odhad šumového čísla bipolárního tranzistoru v zapojení SE může posloužit přibližný vztah r g j bb b e b e qe I qe I E r bb h b I E Y F, 4kT G kde I je kolektorový proud tranzistoru, I E je jeho emitorový proud, Y je admitance zdroje signálu, G její reálná část, k,37-3 JK - je Boltzmannova konstanta, q e -,6-9 je náboj elektronu, h b proudový zesilovací činitel nakrátko tranzistoru v zapojení SB a r bb, g b e, b e jsou prvky náhradního schématu tranzistoru v zapojení SE. Y Y

32 3 V některých případech žádáme co největší linearitu převodní charakteristiky zesilovacího stupně, aby nedošlo ke vzniku intermodulačních produktů při současném zesilování většího počtu signálů (např. u koncových stupňů širokopásmových zesilovačů společných televizních antén a kabelových vysokorekvenčních rozvodů). Pro tyto aplikace jsou vyráběny speciální bipolární tranzistory s velkým kolektorovým proudem v klidovém pracovním bodu Požadované vlastnosti unipolárních tranzistorů Požadavky, kladené na unipolární tranzistory, používané ve vysokorekvenčních zesilovačích, jsou obdobné jako u bipolárních tranzistorů. V porovnání s nimi mají však unipolární tranzistory menší parametr y (menší strmost) a podstatně vyšší vstupní impedanci (zde musíme rozlišit JFET a MOSFET). unipolárních tranzistorů nemusíme vůbec uvažovat zpětnou vodivost g, neboť je prakticky nulová, uplatňuje se pouze průchozí kapacita. Šumové vlastnosti unipolárních tranzistorů na vysokých rekvencích bývají s ohledem na absenci přechodů lepší než u bipolárních tranzistorů. Existují i lineární unipolární tranzistory pro širokopásmové zesilovače, které mohou na výstupu dodávat výstupní napětí jednotek voltů na impedanci 75 Ω. G G D S Su obr Zvláštností, která nemá u bipolárních tranzistorů obdobu, je tetroda FET (obr ), kterou můžeme v prvním přiblížení považovat za kaskádní spojení stupňů SE a SB (pro toto spojení se vžil název kaskóda). Signál u ní přivádíme na elektrodu G, přičemž elektroda G je zablokována a slouží většinou pouze pro řízení zisku změnou stejnosměrného napětí (jeho velikost bývá u běžných typů kolem 4V). Má-li stupeň s tetrodou FET sklon k rozkmitání, je možné místo přímého zablokování G připojit blokovací kondenzátor přes tlumivku (realizovanou např. eritovým kroužkem, navlečeným na přívodní vodič ke G ) nebo přes rezistor. S rozvojem satelitního vysílání a směrových spojů pro přenos dat na extrémně vysokých rekvencích vyvstala potřeba nízkošumových tranzistorů pro přijímače v tomto pásmu. Zde se využívá tranzistorů vyrobených z GaAs a tranzistorů vyrobených hybridní technologií Si - GaAs Vlastnosti integrovaných obvodů pro vysokorekvenční zesilovače Ve vysokorekvenčních zesilovačích používáme lineární integrované obvody, které musejí splňovat obdobné požadavky jako samotné tranzistory. Z hlediska topologie integrovaného obvodu se prakticky vždy jedná o kaskádní řazení rozdílových stupňů SE, jež jsou vzájemně navázány přes stupně S, aby vstupní vodivost následujícího stupně nezmenšovala nevhodně celkový zatěžovací odpor a tím zisk stupňů SE (obr ). Volbou zatěžovacích rezistorů je určen nejen zisk každého stupně, ale i jeho šíře pásma. Na každý stupeň (většinou kromě posledního, přístupného zevně) integrovaného obvodu můžeme tak nahlížet jako na stupeň videozesilovače s vysokou horní mezní rekvencí. Většinou mají integrované obvody tři kaskádně řazené rozdílové stupně SE, integrované obvody pro FM přijímače mívají i šest stupňů, z nichž ty, jež zpracovávají větší signál, jsou schopny symetrického omezování signálu.

33 33 výstup vstup obr Některé integrované obvody mají stupně, které umožňují změnu zesílení ovládacím napětím. Této změny se dosahuje aplikací paralelních nebo oddělovacích diod (blíže viz kapitola Řízení zesílení vysokorekvenčních zesilovačů ). Většina integrovaných obvodů je konstruována tak, že vysokorekvenční zesilovač je pouze jejich částí, mnohdy integrované obvody obsahují i dva či tři vysokorekvenční zesilovače, které pracují na vzájemně odlišných rekvencích O b v o d o v é ř e š e n í v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č ů Vysokorekvenční zesilovače mohou být zapojeny buď ormou určitého počtu kaskádně řazených zesilovacích stupňů, jejichž zátěží jsou paralelní rezonanční obvody či vázané rezonanční obvody, nebo ormou iltru soustředěné selektivity s následným zesilovačem, většinou v integrované podobě. Přitom mohou ungovat jako širokopásmové nebo úzkopásmové. Zatím co u kaskádně řazených jednotlivých stupňů již podle schématu můžeme odhadnout, jedná-li se o zesilovač široko- nebo úzkopásmový, u zesilovačů s iltrem soustředěné selektivity je šíře pásma výhradně určena právě tímto iltrem Vysokorekvenční zesilovače s rezonančními obvody a vázanými rezonančními obvody Vysokorekvenční zesilovače s kaskádně řazenými zesilovacími stupni s tranzistory v zapojení SE (toto zapojení je používáno nejčastěji) mohou mít báze jednotlivých zesilovacích tranzistorů navázány kapacitním děličem (obr.6..4-), odbočkou na cívce (obr.6..4-) nebo vazebním vinutím na cívce rezonančního obvodu (obr ).

34 34 obr obr obr Použijeme-li vázaných rezonančních obvodů, změní schémata tvářnost pouze nepatrně - místo paralelních rezonančních obvodů nalezneme vázané rezonanční obvody (obr ,5,6).

35 35 obr obr obr Samozřejmě mohou být stupně i v zapojení SB. Toto zapojení je však méně využíváno pro své menší výkonové zesílení v porovnání se zesílením stupně SE.

36 36 Zesilovací stupeň může být zapojen ormou kaskódy, což je kaskádní řazení stupně SE a SB (obr ). Vlivem malého vstupního odporu stupně SB je napěťové zesílení stupně SE malé, těžiště zesílení je ve stupni SB. Výhodou uvedeného uspořádání je jeho stabilita. obr obr Obdobně je zapojena kaskóda FET (obr ). Její unkci pak může zastoupit tetroda FET (obr ). vstup výstup obr Tím, že je řazeno několik stupňů s rezonančními obvody kaskádně, zvětšuje se zesílení a zmenšuje se šířka pásma.

37 Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače Širokopásmové zesilovače mohou mít rezonanční obvody, které tvoří zátěž každého stupně, naladěny souběžně (všechny obvody jsou naladěny na střední rekvenci a mají relativně velmi malou jakost) nebo rozloženě (každý obvod je naladěn na jinou, ovšem přesně určenou, rekvenci a má přesně stanovenou jakost). V některých případech najdeme paralelně k rezonančním obvodům zapojené přídavné tlumicí odpory, někdy ve schématu (např. obr až 9) nenajdeme ladicí kondenzátory rezonančních obvodů - obvody jsou v tomto případě laděny parazitními kapacitami aktivních prvků (které musejí mít obzvláště dobře stabilizovaný klidový pracovní bod) a kapacitami spojů Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače se souběžně laděnými rezonančními a vázanými rezonančními obvody Jeden stupeň s tranzistorem v zapojení SE má na rezonanční rekvenci zesílení Au S GZ () a tvar modulové rekvenční charakteristiky Au Au Q F (), kde Q je provozní jakost rezonančního obvodu a F je poměrné rozladění. Pro mezní rekvence jednoho stupně platí: Au A 3 u Q F 3 (3). Odtud Q F3 QF 3 ±. (4). Dosazením za F: 3 Q ± B 3 Q (5). Pro n shodných stupňů platí: n Aun A u (6); n Aun Au Q F Mezní rekvence určíme ze vztahu n A un A 3 u. Q F 3 n Q F3 Řešením této rovnice: ( )

38 38 QF 3 n (7). Porovnáním určíme šíři pásma n B n B (8). Relativní ázová charakteristika je určena rovnicí ϕ nr n arctgqf (9) a charakteristika relativního skupinového zpoždění vztahem τ nr n (). Q F Zvolíme-li větší počet stupňů, zesílení sice roste, ale klesá šíře rekvenčního pásma, takže potřebujeme volit větší šíři pásma jednoho stupně, čímž je však zesílení stupně menší; odtud plyne požadavek většího počtu stupňů, atd.. Je zřejmé, že existuje určitá hranice počtu zesilovacích stupňů, za kterou nemá význam počet stupňů zesilovače zvětšovat. Proto v širokopásmových zesilovačích se souběžně laděnými rezonančními obvody nenajdeme nikdy více než pět stupňů. Při aplikaci souběžně laděných vázaných rezonančních obvodů se šíře pásma zmenšuje obdobně. Většinou však využíváme možnosti volby různých stupňů vazby k κ Q Q () u jednotlivých vázaných rezonančních obvodů, takže výraz pro zužování šíře pásma (obdoba vztahu (8)) je složitější právě o závislost na stupni vazby k. Pokud budeme kaskádně řadit shodné vázané rezonanční obvody, bude 4 n n B B (). Výpočet usnadní následující tabulka. T n n,,8,74,659,6,59,568,548,53 Pro určení napěťového zesílení potřebujeme znát transormační (převodní) impedanci Z T vázaných rezonančních obvodů (viz kap. 6...), z níž určíme zesílení jednoho stupně Au S Z T (3) a mezní rekvence (šíři rekvenčního pásma) A u (4). 3 Zesílení zesilovače s n shodnými stupni pak bude platit

39 39 n A un A u (5); A un (6). 3 Pokud kaskádně řazené stupně nebudou identické, musíme prošetřovat každý stupeň zvlášť. Největší vliv na šíři pásma bude mít stupeň s nejmenším stupněm vazby, tedy stupeň s nejužší modulovou rekvenční charakteristikou (situace je obdobná jako u videozesilovačů, kde o výsledné šíři pásma také rozhoduje stupeň s nejmenší šířkou pásma). Velmi často se při řešení tohoto případu používá graické metody sčítání jednotlivých modulových charakteristik, vynášených v logaritmickém měřítku (v decibelech). Poznámka : Při volbě stupně vazby VRO musíme postupovat nanejvýše obezřetně s ohledem na linearitu ázové charakteristiky (s ohledem na maximálně plochou charakteristiku skupinového zpoždění). Pro málo zběhlé návrháře se jako riskantní počin jeví volba nadkritické vazby a nr VRO u všech stupňů. této vazby dochází k prosedlání modulové rekvenční. stupeň charakteristiky a tím ke zhoršení linearity ázové charakteristiky,.. stupeň Lépe je v tomto případě volit výsledek u většiny stupňů podkritickou vazbu, kdy výsledná modulová charakteristika vypadá ještě přijatelně (příklad pro n při k, a k,8 je na obr ). obr Poznámka : Kromě zmenšení jakosti rezonančního obvodu, které je nutné pro rozšíření rekvenčního pásma B, je možné využít záporné zpětné vazby, která přivádí signál R ZV R obr z výstupu stupně na jeho vstup v protiázi (např. u stupně SE zařadíme zpětnovazební rezistor

40 4 R ZV z kolektoru do báze - viz obr ). Signál, přiváděný obvodem záporné zpětné vazby do báze je největší při rezonanci, mimo rezonanční rekvenci se vliv zpětné vazby zmenšuje. Tím se výsledná modulová charakteristika stupně rozšiřuje. Podmínkou dobré unkce uvedeného obvodu je vysoká mezní rekvence tranzistoru (na pracovní rekvenci má být ϕ ). Nevýhodou uvedeného uspořádání je nemožnost řízení jeho zesílení posuvem pracovního bodu (viz dále). Rezistor R ZV spolu s rezistorem R slouží zároveň k nastavení pracovního bodu tranzistoru a jeho teplotní stabilizaci. Poznámka 3: Pokud se snažíme dodržet požadovaný tvar výsledné modulové Z L L L R Velikosti prvků obvodu určíme ze vztahů 4π B π Z B 3 R 3 obr charakteristiky, většinou nedodržíme podmínku lineární ázové charakteristiky (maximálně ploché charakteristiky skupinového zpoždění) celého zesilovače. Fázovou charakteristiku pak můžeme vyrovnat ázovými korektory (ázovými vyrovnávači), z nichž nejpoužívanější je přemostěný článek T, složený z prvků L (obr ). v v ; 3 ; L ; L, Z π B vz 4π B v Z Z kde B v je šířka pásma a Z je charakteristická impedance ázového vyrovnávače. Musí platit δ B v ; B v π π (kde δ je činitel tlumení přemostěného článku) a Z. 3 Fázový posuv tohoto vyrovnávače je dvojnásobný než ázový posuv jednoduchého rezonančního obvodu ϕ arctgf 3 a skupinové zpoždění je

41 4 4 τ F Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače s rozloženě laděnými rezonančními obvody a vázanými rezonančními obvody Každý stupeň vysokorekvenčního širokopásmového zesilovače je zatížen paralelním rezonančním obvodem (nebo vázanými rezonančními obvody), který je vhodně naladěn a zatlumen (u VRO přistupuje ještě možnost volby stupně vazby k). Výsledná modulová charakteristika zesilovače vznikne složením jednotlivých modulových rekvenčních charakteristik (obr a,b). V obou případech je nutné kontrolovat linearitu ázové charakteristiky, obzvláště při použití VRO nebo kombinace RO a VRO (zesilovač s modulovou charakteristikou podle obr a,b určitě lineární ázovou charakteristiku nemá). 3. a nr a nr. stupeň. stupeň. stupeň 3. stupeň. stupeň 3. stupeň výsledek výsledek obr a obr b Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače s rozloženě laděnými paralelními rezonančními obvody Pro návrh vysokorekvenčního širokopásmového zesilovače s maximálně plochou modulovou charakteristikou s rozloženě laděnými paralelními rezonančními obvody s aritmetickou souměrností jejich rezonančních rekvencí poslouží tabulka T, jejíž obsah vznikl rozvojem zisku jednotlivých zesilovacích stupňů an, ( QF) n z něhož vyplynulo rozladění rezonančních obvodů jednotlivých stupňů od střední rekvence S ( n ) cos π S n

42 4 a jejich potřebná šíře rekvenčního pásma (jíž pak odpovídá zatlumení rezonančních obvodů) π ( n ) B Bn sin. n T Počet stupňů n Obvod Frekvence, na které budou rezonanční obvody naladěny Činitelé jakosti jednotlivých rezonančních obvodů ,353 B -,353 B,433 B 3 -,433 B 3,46 B 4 -,46 B 4,8 B 4 -,8 B 4,476 B 5 -,476 B 5,98 B 5 -,98 B 5 Q Q Q Q 3 Q 3 B Q Q Q Q 3 3 Q Q Q 4 Q 4 Q 5 B 5,77 B,5 B 3,383 B 4,94 B,39 B,89 B Jinou možností pro určení rekvencí a zatlumení 4 8 jednotlivých rezonančních 3 9 obvodů je využití půlkruhového diagramu (obr ). Ten vznikne tak, že kolem střední rekvence S opíšeme půlkružnici s poloměrem B n a rozdělíme ji na n dílů, kde n je počet laděných obvodů. S V dělicích bodech s lichými čísly B spustíme kolmice na rekvenční n osu. Paty kolmic určují rezonanční rekvence obr jednotlivých rezonančních obvodů, délka kolmic je úměrná jejich tlumení a tím šíři rekvenčního pásma B. Příklad pro čtveřici rezonančních obvodů s S 35,5 MHz a B n 5 MHz znázorňuje obr , kde B B,95 MHz a B 3 B 4 4,65 MHz.

43 B B 3 B 4 B (MHz) B n 5 MHz obr Pokud se rozhodneme pro řešení zesilovače s maximálně plochou modulovou charakteristikou použít rozloženě laděné obvody s geometrickou souměrností, poslouží pro určení rekvencí a jakostí jednotlivých obvodů tabulka T. Samozřejmě i v tomto případě se nabízí graické řešení, které je ale oproti předešlému poněkud složitější (příklad řešení pro rozloženě laděnou dvojici rezonančních obvodů nabízí obr ). Kolem střední rekvence S opět vytvoříme kružnici s poloměrem B a rozdělíme ji obdobně jako v předchozím případě. Body, jež jsou umístěny souměrně kolem střední rekvence, navzájem spojíme a najdeme průsečík s kolmicí, vztyčenou nad střední rekvencí S. Tímto průsečíkem nyní vedeme spojnici s počátkem rekvenční osy ( ). Průsečíky této spojnice s půlkružnicí určují rezonanční rekvence jednotlivých obvodů, výšky kolmic určují jejich šíři rekvenčního pásma B (jejich tlumení). 8 3 B B S B n 4 obr Pokud se rozhodneme optimalizovat rozloženě laděné stupně na maximálně plochou charakteristiku skupinového zpoždění (co nejlineárnější ázovou charakteristiku), budeme se muset spokojit s neoptimální modulovou charakteristikou, avšak ušetříme ázové vyrovnávače. Postup určení rezonančních rekvencí a tlumení jednotlivých rezonančních obvodů bude vycházet ze vztahu pro skupinové zpoždění a bude odlišný pro sudý a lichý počet stupňů (u lichého počtu stupňů je vždy jeden z rezonančních obvodů naladěn na rekvenci S ). Tabulka T3 popisuje veličiny při aritmetické souměrnosti naladění jednotlivých rezonančních obvodů.

44 44 T Počet stupňů n Obvod Frekvence, na které budou rezonanční obvody naladěny Činitelé jakosti jednotlivých rezonančních obvodů α α 6 4 δ δ Q Q 3 3 * α * α δ δ δ Q Q 3 3 B Q ** α ** α α α 4 5, δ δ δ Q Q , δ δ δ Q Q *** α *** α * α * α 4 6, δ δ δ Q Q , δ δ δ Q Q 5 5 B Q 4 4 d d δ δ α 4 4 * d d δ δ α 4 4 ** d d δ δ α 4 4 *** d d δ δ α d d δ δ α * d d δ δ α B δ S Q d

45 45 T3 Počet Obvod stupňů n Frekvence, na které budou rezonanční obvody naladěny,8 B -,8 B,38 B 3 -,38 B 3,46 B 4 -,46 B 4,5 B 4 -,5 B 4,5 B 5 -,5 B 5,3475 B 5 -,3475 B 5 Q Q Q Q Q Q Q Q Činitelé jakosti jednotlivých rezonančních obvodů Q Q,96 B Q Q Q 4 Q 4,7 B,75 B 3,73 B 4,5 B,5 B,4 B,9 B Vysokorekvenční širokopásmové zesilovače s rozloženě laděnými vázanými rezonančními obvody Výpočet širokopásmového zesilovače s rozloženě vázanými rezonančními obvody je podstatně složitější než výpočet zesilovače s rozloženě laděnými paralelními obvody. Ke všem předchozím veličinám přistupuje ještě stupeň vazby VRO. Aby byl výpočet alespoň trochu schůdný, volíme obvykle VRO s podkritickou vazbou a využíváme zkušeností z výpočtu ŠPZ s VRO. Pokud se rozhodneme volit jeden z VRO s nadkritickou vazbou, použijeme graického sčítání charakteristik. Toto řešení ovšem vyžaduje značné návrhářské zkušenosti a je dosti zdlouhavé. Proto je vhodné pro návrh použít některého ze simulačních programů Vysokorekvenční úzkopásmové zesilovače Vysokorekvenční úzkopásmové zesilovače, na rozdíl od širokopásmových vysokorekvenčních zesilovačů, pracují s daleko užším rekvenčním pásmem a mají proto na jeden zesilovací stupeň daleko větší zesílení. Tím se ovšem v každém zesilovacím stupni více projeví parazitní zpětné vazby, které v lepším případě pouze deormují rekvenční charakteristiku zesilovacího stupně, v horším případě pak mohou způsobit rozkmitání stupně. Proto musíme u takovéhoto stupně nejen určovat zesílení a šíři pásma, ale musíme kontrolovat stabilitu stupně.

46 46 Protože šířka pásma bývá malá, musíme volit paralelní rezonanční obvody nebo vázané rezonanční obvody s co největší jakostí naprázdno a aktivní prvky musíme na tyto obvody vázat daleko volněji než u širokopásmových zesilovačů. Zapojení odpovídá schématům na obr až 9 s tím, že odbočky nebo vazební vinutí mají podstatně méně závitů než cívka vlastního rezonančního obvodu, eventuálně kapacitní dělič v bázi tranzistorů má velký dělicí poměr (tzn. že obvodové řešení úzkopásmových vysokorekvenčních zesilovačů odpovídá zapojením rezonančních obvodů podle obr a,b,c). Protože je výstupní admitance tranzistoru ve většině případů malá a tudíž pro přídavné tlumení rezonančních obvodů nemá rozhodující vliv, připojujeme kolektory tranzistorů obvykle na celý obvod a tím vylučujeme vznik parazitních rezonančních obvodů. Rezonanční impedanci rezonančních obvodů můžeme přitom ovlivňovat poměrem L (čímž se mění zesílení stupně). Při návrhu rezonančního obvodu si přitom musíme uvědomit, že nejvyšší provozní jakost má cívka (která převážně určuje celkovou jakost rezonančního obvodu) zhruba na jedné polovině vlastní rezonanční rekvence cívky (ta je dána indukčností a vlastní kapacitou cívky). Napěťové zesílení stupně SE vysokorekvenčního úzkopásmového zesilovače určíme opět ze vztahu y Au, y YZ přičemž při rezonanci dosahuje největší hodnoty (modulová rekvenční charakteristika kopíruje rezonanční křivku paralelního rezonančního obvodu, který má při rezonanci nejmenší admitanci). Šíři rekvenčního pásma jednoho stupně opět určuje použitý rezonanční obvod. Zesílení většího počtu stupňů, zařazených do kaskády, určíme jako obvykle vynásobením zesílení jednotlivých stupňů (nebo sečtením zisků v db). elková rekvenční charakteristika se přitom zúží - potřebné vztahy viz výše v kapitole ŠPZ Stabilita stupně vysokorekvenčního úzkopásmového zesilovače T L L Z Z u u u obr V dalších úvahách budeme předpokládat mezilehlý zesilovací stupeň SE, buzený ze vstupního paralelního rezonančního obvodu a zatíženého výstupním paralelním rezonančním obvodem, přičemž oba obvody mají vzájemně shodné rezonanční rekvence. Tím, že bude tranzistor buzen ze zdroje s velkou impedancí (paralelní rezonanční obvod má při rezonanci největší impedanci), uplatní se u něj výrazně vliv zpětné (průchozí) kapacity cb a vodivosti g cb. Tento vliv se bude pro

47 47 rekvence od rezonance vzdálené zmenšovat; odtud plyne zjednodušení - zpětný přenos přes cb a g cb stačí prozkoumat pouze v blízkém okolí rezonanční rekvence. Rezonanční obvody na obr , označené L, a L Z, Z (ve skutečnosti je tranzistor alespoň bází navázán na odbočku rezonančního obvodu) můžeme nahradit paralelními kombinacemi G, L, a G Z, L Z, Z, k nimž paralelně zařadíme vstupní a výstupní admitance tranzistoru (obr ). i y y G L G Z Z L Z u Y y u y u Y Z Označme Y Y obr Y (). Z Y y; Y Y y Tyto admitance mají reálnou a imaginární část: Y (), G jb; Y G jb které můžeme nahradit podle potřeby ekvivalentními duálními obvody s admitancemi Y ; Y (3). R jx R jx Budeme-li se zajímat o tyto admitance v blízkém okolí rezonanční rekvence, zjistíme: ) : B ; X - obvod se chová jako ohmický odpor; ) < : B < ; X > - obvod má induktivní charakter; 3) > : B > ; X < - obvod má kapacitní charakter. Pro vyšetření stability použijeme immitančního kritéria stability, které můžeme ormulovat pro sériový nebo paralelní obvod. a) Pro sériový obvod platí: Může-li být obvod nahrazen sériovou kombinací pasivního a aktivního jednobranu, přičemž je aktivní jednobran při svých svorkách naprázdno stabilní, je nutnou a postačující podmínkou absolutní stability sériové kombinace těchto jednobranů kladné znaménko reálné složky výsledné impedance na rezonanční rekvenci, kdy je imaginární část výsledné impedance nulová. b) Pro paralelní obvod platí: Může-li být obvod nahrazen paralelní kombinací pasivního a aktivního jednobranu, přičemž je aktivní jednobran při svých svorkách nakrátko stabilní, je nutnou a

48 48 postačující podmínkou absolutní stability paralelní kombinace těchto jednobranů kladné znaménko reálné složky výsledné admitance na rezonanční rekvenci, kdy je imaginární část výsledné admitance nulová. Podle bodu b) (obr představuje paralelní kombinaci) tedy stačí určit vstupní admitanci tranzistoru a prošetřit chování výsledné admitance na rezonanční rekvenci a v jejím blízkém okolí. Nejprve určíme vstupní admitanci: Y vst I Y y Y y y (4). Y Pro zjednodušení výpočtu použijeme pro vyjádření Y ekvivalentního obvodu, čímž elegantně odstraníme ze vztahu (4) zlomek: ( G jb ) y y ( R ) Y vst (5). jx Pro zapojení SE s výhodou použijeme Giacolettova náhradního schématu. Protože výrazy pro y a y nejsou nejjednodušší, učiníme předpoklad, že tranzistor bude pracovat hluboko pod svou horní mezní rekvencí. Potom můžeme psát: y. ( g j ) y S. ; cb cb Dosazením do (5) dostaneme Y (6). ( G jb ) S ( g j ) ( R jx ), vst cb cb závorky roznásobíme a pro jednoduchost označíme p S g q S. ; cb cb Dosazením do (6) a rozdělením na reálnou a imaginární část zjistíme: Y vst ( G q X p R ) j( B p X q ) (7). R Na vztah (7) již můžeme aplikovat immitanční kritérium stability b). Protože G > a pr >, může být stupeň SE nestabilní pouze pod rezonanční rekvencí výstupního obvodu, kdy má zátěž (PRO) induktivní charakter (X > ). Aby byla současně splněna rezonanční podmínka (nulová imaginární složka), musí být B <, tj. vstupní rezonanční obvod se musí chovat také jako indukčnost. Tato podmínka je automaticky splněna při stejných rezonančních rekvencích (viz předpoklad). Pro stabilitu nejnepříznivější možnost nastane na rekvenci, na níž bude X největší (obr ). Tato rekvence je shodná s dolní mezní rekvencí výstupního rezonančního obvodu (na této rekvenci dochází k poklesu modulu impedance o 3 db oproti stavu při rezonanci).

49 49 Z Z max,77 Z max X d h,5 Z max qx pr oblast možné nestability mezilehlého stupně SE obr Poznámka: Někdy se u tranzistoru udává kritická rekvence, což je nejvyšší rekvence, při níž může tranzistor spolehlivě pracovat ve unkci stupně vysokorekvenčního zesilovače při výkonovém přizpůsobení vstupních a výstupních obvodů na obvod tranzistoru. Vztah (5), platný pro zapojení SE, upravíme dosazením rovnic admitancí rezonančních obvodů: Y vst cb cb jb G ( jqf ) ( G jb ) y y G ( jq F ) G S g j S (8). Výraz (8) rozdělíme na reálnou a imaginární část. Imaginární část anulujeme vyladěním do rezonance, reálnou část použijeme pro výpočet stability:

50 5 G vst G S G g cb Q cb F Q F (9). Největší pravděbodobnost rozkmitání stupně bude při Q F - (lokální extrém určíme derivací podle Q F ): G vst min G S G g cb k cb (). Pro zesilovače, pracující na rekvencích, bude zesilovač stabilní (G vst > ). Rozkmitat se může na rekvencích vyšších než k : Protože je k k π G G π S cb g cb cb. G g G g ; b e (). G G G g G g (), Z. Z ce bude k. k π π ( G g ) ( G g ) b e S g cb cb cb Z ce (3). Kritická rekvence bude podle vztahu (3) tím vyšší, čím vyšší bude G a G Z (čím budou mít rezonanční obvody menší rezonanční impedanci, tj. čím budou mít menší poměr L a menší provozní jakost Q), čím větší budou vodivosti tranzistoru (které přídavně tlumí rezonanční obvody) a čím menší bude strmost tranzistoru (tím tranzistor méně zesiluje) a čím menší bude zpětnovazební kapacita cb (tím menší signál se přenese zpět z výstupu na vstup tranzistoru). Použijeme-li v zesilovacím stupni impedančního přizpůsobení G g ; G b e Z g ce (4), bude mít kritická rekvence tranzistoru velikost kpopt. k π π ( g ) ( g ) S g cb π 8 b e ce cb cb g b e S g cb ce g cb cb (5). Kritickou rekvenci k můžeme nejsnáze zvětšit kompenzací kapacity cb - neutralizací (viz dále). Obdobnou úvahu můžeme provést i pro stupeň SB, přičemž musíme dierenciální parametry patřičně přepočítat:.. y b ( y y ) y S ; y.. ( y y ) y ( S r g j ) (6). b bb cb cb

51 5 Z Z max,77 Z max X b d h,5 Z max q b X b p b R b oblasti možné nestability mezilehlého stupně SB Součin y b y b opět nahradíme: obr y y S r g j S p b b bb cb cb b b (7). jq V porovnání se zapojením SE zřejmě platí p b > p a q b q. Dosazením do rovnice pro Y vst dostaneme: ( G p R q X ) j( B q R p X ) Yvst b b b b b b b b b b (8). Ze vztahu (8) můžeme určit rekvenční oblast možné nestability stupně SB (obr ). Stav možné nestability může nastat pro bude X b záporné nebo malé kladné.

52 5 Obdobná situace nastane u stupně S, kde budou hodnoty G c a R c malé. K nestabilitě může dojít v případě, že bude X c záporné nebo malé kladné (obr ). Z Z max,77 Z max X c d h,5 Z max q c X c p c R c oblasti možné nestability mezilehlého stupně S obr y c. ( y y ) y S... ( y y ) y ( g j ) y c b e b e (9). Obdobně jako v předešlém si vyjádříme součin y c yc S g j S b e b e pc jqc () a dosadíme do vztahu pro Y vst : ( G p R q X ) j( B q R p X ) Yvstc c c c c c c c c c c ().

53 53 Poznámka: Parazitní zpětná vazba se uplatní tím méně, čím menší je vnitřní impedance zdroje budicího napětí (např. pro stupeň SE obr ), tj. čím níže bude odbočka na cívce nebo čím méně závitů bude mít vazební vinutí, resp. čím větší bude dolní kapacita kapacitního děliče. g S ohledem na možný vznik parazitního rezonančního obvodu je vhodnější kapacitní navázání báze na předchozí rezonanční obvod. Z i obr nilateralizace stupně vysokorekvenčního úzkopásmového zesilovače nilaterální dvojbran je takový dvojbran, u něhož je zpětný přenos nulový, tj. takový dvojbran, jímž je výkon přenášen pouze ze vstupu na výstup. V praxi není žádný dvojbran unilaterální. nilaterálním se může stát připojením vnějšího unilateralizačního obvodu, který vykompenzuje parazitní zpětnou vazbu z výstupu na vstup tím, že přivede na vstup stejně velký signál, avšak s opačnou ází. nilateralizační obvod může být připojen k výstupu i ke vstupu aktivního A dvojbranu paralelně (unilateralizace y), sériově (unilateralizace z) nebo k výstupu paralelně a ke vstupu sériově (unilateralizace h) či naopak (unilateralizace k). Nejčastěji je N využívána unilateralizace y (obr ). obr Podmínky unilateralizace pro obr určíme z matic y aktivního a unilateralizačního dvojbranu. Pro dvojbrany A a N můžeme napsat y y pro výsledný dvojbran y y ; N (), yn yn A A N N [ Y ] [ Y ] A A y y A y y y y y A N A N V V [ Y ] A A y N y y A y y N V y y V (). Zpětný přenos představuje člen y V, který musí být při unilateralizaci anulován. Ze vztahu (3) vyplývá y V (3). y (4). yn A

54 54 Tato podmínka by měla být splněna v co nejširším rekvenčním pásmu v okolí pracovní rekvence, což znamená, že musíme určit rekvenční průběh y A tranzistoru a najít takový pasivní obvod N, který umožní zavést zpětnovazební napětí a který bude mít stejnou rekvenční charakteristiku. Pro stupeň SE vypočítáme parametr y A z Giacolettova náhradního schématu pro u be (obr ). B r bb g cb i b u be cb g b e b e y m u b e g ce u ce E y A g i u bb b g ce bb g g g b e obr cb bb g g g cb bb b e ( g j ) cb cb g ( ) j cb j g j g bb b e g cb cb b e b e cb g cb cb (5). Stejný průběh rekvenční závislosti přenosu má obvod podle obr Pro tento obvod, za předpokladu R i N zkratovaných vstupních svorek, můžeme N napsat: R N N obr u y N i u N G G N N ( GN j N ) G N j N j R N R N N ( R ) N RN j N RN RN N R (6). Protože napětí u se získává transormací s otočením áze o 8, bude u u a tím y N yn y N p (7) u p u

55 55 a tedy N N N N N N N N N N R R R R j R j R R p y (8). Porovnáním výrazů (5) a (8) získáme vlivem rovnosti (4) tři rovnice cb e b bb cb e b N N N N N cb cb N N cb e b bb cb bb N N g g g R R R R g R g g g g g R R p (9), z nichž můžeme určit potřebné hodnoty R N, R N a N : cb cb e b e b bb cb N cb cb e b e b bb cb N cb e b bb N g g r p g g r g p R r p R (). Protože jsou u většiny tranzistorů splněny následující podmínky ; cb cb e b e b bb cb e b g g r (), je možné vztahy () zjednodušit: p g p R r p R cb N cb N cb e b bb N... ; ; (). Praktické zapojení unilateralizačního obvodu s otáčením áze o 8 na rezonančním obvodu s vysokorekvenčně uzemněnou odbočkou cívky znázorňuje obr

56 56 N R N R N obr Většinou můžeme provést ještě další zjednodušení - unilateralizační obvod složit pouze ze dvou prvků. Kterou dvojici máme zvolit? Deinujme rekvence zlomů modulové rekvenční charakteristiky parametru y A jako a a střední rekvenci jako geometrický průměr těchto rekvencí S. Bude-li provozní rekvence uvažovaného stupně vysokorekvenčního zesilovače pod touto střední rekvencí, zvolíme paralelní kombinaci R N N, bude-li naopak vyšší než tato střední rekvence, zvolíme sériovou kombinaci R N N. Poznámka : Vlivem připojení unilateralizačního obvodu se kromě y A mění i ostatní parametry zesilovacího tranzistoru; při návrhu je pak vhodné zkontrolovat A u a B. Poznámka : V některých případech nenajdeme ve zpětnovazebním obvodu ani jeden z rezistorů. V tomto případě se jedná o neutralizaci, při níž dochází ke kompenzaci pouze imaginární složky zpětné admitance. Poznámka 3: Velikosti prvků unilateralizačního obvodu jsou dosti kritické. Proto bychom měli používat tranzistorů i pasivních prvků s minimálními tolerancemi a zároveň zamezit vlivu změn parametrů tranzistorů výbornou stabilizací jejich pracovních bodů (to je též důvod, proč se nedá unilateralizační obvod optimálně navrhnout u zesilovacích stupňů, u nichž je zesílení řízeno posuvem klidového pracovního bodu). Pro stupeň SB bychom mohli použít stejnou úvahu jako pro stupeň SE. Nabízí se ale ještě jiná možnost - výstupní rezonanční obvod umístit do diagonály vyváženého impedančního můstku. Tím se jakákoliv změna obvodových veličin na výstupu nemůže na vstupu zesilovacího stupně projevit.

57 57 Tranzistor nahradíme schématem podle obr , přičemž pro výpočet rovnováhy můstku můžeme zanedbat E r e e r c c účinky zakreslených závislých zdrojů proudu. Vlastní zapojení bude mít tvar podle obr Jestliže toto zapojení překreslíme pro střídavá napětí, ihned uvidíme r bb můstkové zapojení (obr ). Hodnoty součástek vyplývají B z podmínek rovnováhy impedančního obr můstku: Většinou volíme n. Zˆ Zˆ Zˆ Zˆ (3). 4 3 nr bb nr c c n obr e Z Z r c c r e r bb nr bb Z 3 Z 4 nr c c n obr nilateralizace stupně S se s ohledem na téměř jednotkové napěťové zesílení neprovádí.

58 Výkonový přenos stupně vysokorekvenčního úzkopásmového zesilovače Výkonový přenos stupně vysokorekvenčního zesilovače budeme deinovat jako P P A P (), přičemž P je vstupní a P výstupní výkon. Přitom pro činný výkon platí cosϕ I P (), kde a I jsou eektivní hodnoty napětí a proudu, ϕ je ázový posuv napětí vůči proudu ϕ ϕ I ϕ (3). Budeme-li napětí a proudy uvažovat v podobě ázorů I j j e I I e ϕ ϕ ˆ ˆ ; ˆ ˆ (4) a komplexně sdružených ázorů I j j e I I e ϕ ϕ ˆ ˆ ; ˆ ˆ * * (5), zjistíme: ( ) ( ) ( ) ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ j j j j j e I e I I e I e I I e I I I I I ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ * * (6). Použitím Eulerova vztahu ϕ ϕ ϕ cos j e j e (7) dostaneme P I I I 4 cos ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ ˆ * * ϕ (8) a odtud ( ) I I P ˆ ˆ ˆ ˆ 4 * * (9). Jinou možnost vyjádření výkonu udává vztah ( ) { } { } { } I I e I e I P I j j ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re * * ϕ ϕ ϕ (). Použijeme-li vztahu (), můžeme vztah () upravit: { } { } { } { } * * * * ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re ˆ ˆ Re I I I I A P ().

59 59 Použijeme-li pro tranzistor náhradního schématu y (obr ), můžeme pomocí vypočteného napěťového přenosu a vstupní admitance určit výstupní a vstupní napětí a proudy: u y y u Y Z y u y u L G ˆ Iˆ ˆ ˆ y obr y y Yˆ y ; ˆ * ˆ * y y ˆ Z Y Z y Iˆ ; Z y ˆ (). YZ Řešení provedeme ve dvou etapách - nejprve pro případ ideálního rezonančního obvodu a potom pro případ skutečného rezonančního obvodu (skutečných vázaných rezonančních obvodů). a) Zanedbáme-li prozatím vliv rezonančního obvodu (nebo vázaných rezonančních obvodů) na výstupu stupně (prozatím budeme uvažovat jakost rezonančního obvodu za nekonečně velikou) a dosadíme-li vztahy () do vztahu (), bude: Yˆ ˆ * ; A Pid y ˆ * Re y Yˆ Z * Re y * Yˆ Z y y y y Yˆ y Yˆ Z Z ˆ y y Yˆ Re y Z y y Re { Yˆ } y Yˆ Z Z (3). Do vztahu (3) dosadíme Y ˆ G jb (4) Z Z Z y g jb ; y g jb y g jb y g jb (5): a ; ; A Pid g y Yˆ Z y G Z ( g g b b ) ( g G ) ( g b b g ) ( b B ) Z Z (6). Jestliže bude stupeň unilateralizován, bude g ; b a výraz (6) se zjednoduší: A PidN y GZ (7). g y Y Vyladíme-li obvod do rezonance, anulují se imaginární složky všech admitancí: ˆZ

60 6 y GZ APidN (8). g ( ) g GZ Maximální hodnoty dosáhne výkonové zesílení při impedančním přizpůsobení tranzistoru a zátěže. Protože obvod je již vyladěn do rezonance, postačuje v tomto případě splnit pouze podmínku g G Z : A PidN max y GZ y (9). g ( G ) 4 g g Z Záporné znaménko u výkonového přenosu signalizuje, že výstupní proud má opačný smysl, než jsme původně předpokládali (obvyklá orientace proudu je z výstupních svorek dovnitř dvojbranu). b) Jestliže budeme mezi tranzistorem a zátěží uvažovat jednoduchý rezonanční obvod s konečnou jakostí naprázdno Q, tj. s určitou paralelní ztrátovou vodivostí G, výkonové zesílení při rezonanci poněkud klesne: A PN [( g G ) G ] y GZ (). g Z Do vztahu () zavedeme místo rezonanční vodivosti naprázdno G činitel jakosti rezonančního obvodu naprázdno Q Q () G a místo celkové vodivosti zatíženého rezonančního obvodu g G G Z zavedeme provozní činitel jakosti rezonančního obvodu Q g G G Z (): Při impedančním přizpůsobení pak bude y GZ Q A ( ) PN (3). g g G Q Z y Q Q max max 4 A PidN g g Q Q APN (4). Ze vztahu (4) je zřetelně vidět, že pro co největší výkonové zesílení musíme vytvořit rezonanční obvod s co nejvyšší jakostí naprázdno, neboť snižování provozní jakosti je omezeno požadavky na šíři pásma.

61 6 c) Pokud mezi tranzistorem a zátěží budou zapojeny vázané rezonanční obvody (obr ), musíme uvažovat ztrátové vodivosti obou rezonančních obvodů G a G. Vztah (8) se přitom modiikuje do tvaru A PN V y GZ k (5). g ( ) ( ) ( ) g G G GZ k V u y y u y u y L G G L Y Z obr u Zavedeme-li do (5) jakosti naprázdno a provozní jakosti obou obvodů a budeme-li současně uvažovat výkonové přizpůsobení, dostaneme: A PN V max A PidN max y 4 g 4 k ( k ) g 4 k ( k ) Q Q Q Q Q Q Q Q A PidN max η η V η (6). Pro kritickou vazbu a shodné rezonanční obvody zjistíme A A Q PN V max PidN max Q (7), z čehož plyne, že v tomto zcela speciálním případě je výkonový přenos stejný bez ohledu na to, zda jsou použity vázané rezonanční obvody nebo jednoduchý rezonanční obvod. Touto shodou se ale nesmíme nechat zmást, neboť rekvenční charakteristiky jsou vzájemně zcela odlišné (obr ). Pro kriticky vázané shodné VRO platí B V, Q pro jednoduchý PRO selektivita S V S. B, Q

62 6 B V obr nějž je připojena anténa (viz ). B PRO VRO db -3 db -7 db Poznámka: Nikoliv ve všech případech požadujeme největší výkonové zesílení stupně vysokorekvenčního zesilovače. Jedním z případů je zesilovač, který nemá provedenu unilateralizaci. Hlavní oblastí, kde se nebude jednat o výkonové přizpůsobení, je však vstup přijímačů, kdy se téměř vždy jedná o šumové přizpůsobení vstupního nízkošumového tranzistoru na rezonanční obvod, na Vysokorekvenční zesilovače s keramickými iltry Vysokorekvenční zesilovače, ve kterých jsou použity keramické iltry, používají zcela odlišné ilosoie řešení obvodů, než zesilovače v předchozích odstavcích - využívají iltrů soustředěné selektivity T Q s následnými aperiodickými R (neladěnými) zesilovači, na R B jejichž výstup je většinou zapojen nepříliš jakostní B paralelní rezonanční obvod, obr který nemá na průběh rekvenční charakteristiky žádný vliv. Protože keramické iltry mají relativně velký útlum i v propustném pásmu (až db), bývá před vlastní iltr zařazen ještě předzesilovač, který signál zesílí natolik, aby byl a obr udržen potřebný odstup signál šum (sš, SN nebo N). Přitom musí být dodrženy zatěžovací odpory iltru na jeho vstupu i výstupu. V nejjednodušším zapojení (obr ) je keramický iltr zapojen přímo mezi kolektor stupně SE (jenž unguje jako předzesilovač) a aperiodický zesilovač, tvořený většinou lineárním integrovaným obvodem.

63 63 Rezistory R a R B tvoří potřebné zatěžovací odpory iltru (přesněji: R spolu s výstupním odporem tranzistoru, R B spolu se vstupním odporem integrovaného zesilovače). vedené zapojení nebere v úvahu a nevylučuje parazitní přenos keramického iltru na harmonických rekvencích (obr ). Proto je vhodnější zapojení s přídavným paralelním rezonančním obvodem (obr ), který preventivně odiltruje vyšší harmonické, přičemž prakticky neovlivní průběh rekvenční charakteristiky na pracovní rekvenci a v jejím blízkém okolí. Samozřejmě musí být opět dodrženy velikosti zatěžovacích rezistorů na vstupu a výstupu iltru (na obr představované rezistory R a R B spolu se vstupním odporem integrovaného obvodu). T R Q L L V R B B obr Požadujeme-li větší selektivitu než je schopen poskytnout jeden keramický iltr, můžeme řadit iltry kaskádně, a to buď přímo nebo mezi jednotlivé stupně. Protože pro zesílení signálu používáme integrovaného obvodu, je častější první řešení (obr ). Nutnou podmínkou kaskádního řešení je shodná rezonanční rekvence obou iltrů. R Q Q R B R V B obr

64 Řízení zesílení vysokorekvenčních zesilovačů v poč oblast působení AV max v Většina vysokorekvenčních zesilovačů má nastavitelný zisk. Většinou se jedná o automatické řízení zesílení (AG - automatic gain control, AV - automatic volume control nebo česky automatické vyrovnávání citlivosti, АРУ - АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ), v některých případech o časově řízené zesílení (TG - time gain control). obr Automatické řízení zesílení se používá u přijímačů, které mají dávat na výstupu své vysokorekvenční části konstantní vysokorekvenční napětí, a to bez ohledu na velikost vstupního napětí (obr charakteristika AV). Protože obvody řízení zesílení začínají zmenšovat zesílení zesilovače až od určité velikosti vstupního napětí (s ohledem na šumové poměry v zesilovači), hovoříme o zpožděném řízení zesílení. Šířka oblasti působení AV závisí na zapojení konkrétních obvodů a bývá od db u nejjednodušších obvodů do cca 8 db u obvodů složitějších. Údaj v decibelech je určen vztahem max OP log. poč Napětí (lépe výkon) pro řízení zesílení v zesilovače se získává z usměrňovače s kapacitním výstupem, zapojeného na výstup vysokorekvenčního zesilovače, který zesílené vysokorekvenční napětí usměrní a vyhladí iltrem R s časovou konstantou do,5 s (větší časová konstanta je nevýhodná např. při přelaďování přijímače, jehož částí je uvažovaný vysokorekvenční zesilovač; toto musí probíhat pomalu, aby obvody AV nepotlačily příjem slabých signálů, které jsou v těsné blízkosti signálů silných). Takto vzniklé stejnosměrné napětí řídí obvody vysokorekvenčního zesilovače buď přímo (usměrňovač je dosti zatěžován) nebo přes stejnosměrný zesilovač. Polarita tohoto napětí odpovídá konstrukci řízených stupňů, obecně může být kladná ( AV ) nebo záporná ( AV- ). Řídicí napětí AV je většinou superponováno na napětí, které určuje klidový pracovní bod tranzistoru nebo diody při slabém signálu, tj. při největším zesílení. Časově řízené zesílení se používá u impulsních vysokorekvenčních zařízení (radiolokátory, ultrazvuková diagnostická zařízení). Mění zisk vysokorekvenčního zesilovače přijímače v závislosti na době, která uplynula od vyslání impulsu. Zisk se mění podle toho, jak silný je očekáván ozev (odražený signál na vstupu přijímače),

65 65 tzn. že při krátké době, jež uplyne od odeslání impulsu, bude zesilovač málo citlivý, po dlouhé době bude mít citlivost naopak extrémně velikou. Napětí (lépe výkon) pro řízení obvodů vxsokorekvenčního zesilovače se v tomto případě získává z časovacího obvodu, který současně řídí obvody pro vysílání radioimpulsů. Obvody pro řízení zesílení využívají: a) posuvu klidového pracovního bodu tranzistoru, a to ) zmenšováním kolektorového proudu I - tento způsob umožňuje pouze malý rozsah regulace do cca db, pro svou energetickou výhodnost se používá pouze v nejjednodušších přenosných přijímačích radiového signálu, napájených z baterií (obr ); ) zmenšováním kolektorového napětí E vlivem zvětšování kolektorového proudu a zvětšování úbytku napětí na kolektorovém rezistoru - tento způsob umožňuje rozsah regulace i více než 6 db, vyžaduje však použití tranzistoru, jenž je schopen řízení tímto způsobem; tento způsob je oproti předchozímu energeticky daleko náročnější, protože pro zmenšení E protéká tranzistorem značný kolektorový proud I (až 3 ma), což prakticky vylučuje použití v přijímačích, napájených z baterií (obr ); b) změny dierenciálního odporu diod, zapojených v propustném směru, posuvem pracovního bodu (jejich klidový pracovní bod je nastaven v blízkosti prahového napětí, tj. v ohybu voltampérové charakteristiky, kde je změna dierenciálního odporu největší); diody mohou působit jako ) tlumicí - jsou připojovány paralelně k paralelním rezonančním obvodům, které jsou tak při větším signálu přídavně tlumeny, čímž se zmenšuje jejich rezonanční impedance a klesá zesílení patřičných stupňů; současně dochází ke zvětšování šíře pásma B rezonančních obvodů (obr ); ) oddělovací - tvoří se vstupním odporem tranzistorů napěťové děliče, které při velkém vstupním napětí zvětší vlivem nárůstu dierenciálního odporu diod svůj dělicí poměr a zmenší tak vstupní napětí tranzistoru na únosnou hodnotu; současně dochází k nechtěnému odtlumování rezonančního obvodu na vstupu tranzistoru a tím ke zvětšování zesílení předchozího tranzistoru a zmenšování šíře pásma B (obr ). Ve většině případů se výše uvedené způsoby vzájemně kombinují tak, aby byl regulační rozsah AV co nejširší a aby byly nechtěné vlivy co nejmenší (obr až obr ). Popis unkce jednotlivých obvodů Obr : Dioda usměrňovače je zapojena tak, aby napětí pro obvod řízení zesílení bylo záporné; její pracovní bod je posunut směrem ke kladnějšímu napětí (blíže prahovému napětí) pomocí děliče v bázi řízeného tranzistoru. Při větším vysokorekvenčním signálu na vstupu zesilovače se objeví i větší vysokorekvenční napětí na výstupu zesilovače a tím i větší stejnosměrné napětí na výstupu usměrňovače, které je vzhledem ke způsobu zapojení diody záporné. Toto napětí je ještě přídavně vyiltrováno členem R AV, AV a přivedeno na bázi řízeného tranzistoru T, který na zmenšené napětí na bázi reaguje zmenšením kolektorového proudu I. Zmenšením kolektorového proudu se mění dierenciální parametry

66 66 tranzistoru: h roste, h klesá, h klesá. Protože napěťové zesílení stupně SE je určeno vztahem h Au y Z Z Z Z, h T AV R AV obr je zřejmé, že strmost tranzistoru klesne, což by mělo mít za následek pokles zesílení. Pokles parametru h (a eventuální nárůst h následujícího tranzistoru, který se proto většinou neřídí) má však za následek částečné odtlumení rezonančního obvodu a tím nárůst jeho rezonanční impedance Z Z, což zmenšuje účinnost řízení. Navíc se odtlumením obvodu zmenší šíře rekvenčního pásma B, což je při příjmu silného signálu nevýhodné. Obr : Dioda usměrňovače je zapojena tak, aby napětí pro obvod řízení zesílení bylo kladné; její pracovní bod je posunut směrem ke kladnějšímu napětí (nad prahové napětí) pomocí stabistoru s potenciometrickým trimrem, jehož výstup je pro vysokorekvenční napětí zablokován keramickým kondenzátorem a pro nízké rekvence elektrolytickým kondenzátorem (v jednodušších případech se používá pouhého odporového děliče). T D výstup R AV R AV obr Při větším vysokorekvenčním signálu na vstupu zesilovače se objeví i větší vysokorekvenční napětí na výstupu zesilovače a tím i větší stejnosměrné napětí na výstupu detektoru, které je vzhledem ke způsobu zapojení diody D kladné. Toto napětí je přídavně vyiltrováno členem R AV, AV a přivedeno na bázi řízeného tranzistoru T, který na zvětšené napětí na bázi reaguje zvětšením kolektorového

67 67 proudu I. Zvětšením kolektorového proudu se vlivem zvětšeného úbytku stejnosměrného napětí na zablokovaném kolektorovém rezistoru R zmenšuje kolektorové napětí a tím se mění dierenciální parametry tranzistoru: h povlovně klesá, h klesá, h roste. Protože napěťové zesílení stupně je určeno výše uvedeným vztahem, je zřejmé, že strmost tranzistoru klesne, což má spolu s nárůstem parametru h a jeho vlivem na rezonanční impedanci rezonančního obvodu (ta vlivem nárůstu h klesá) za následek pokles zesílení a zvětšení šíře rekvenčního pásma B. Obr : Paralelně k rezonančnímu obvodu je zapojena tlumicí dioda D T, která je při slabém signálu prakticky nevodivá (přídavný tlumicí odpor je určen dierenciálním odporem uzavřené diody, jenž je v tomto případě značný). Jestliže se při velkém vysokorekvenčním napětí objeví obr D T AV- na vývodu AV- zápornější regulační napětí (v obr probíhá regulace proti kladnému napájecímu napětí ), počne diodou protékat malý proud, její dierenciální odpor se výrazně zmenší a tím se výrazně zatlumí rezonanční obvod, jehož rezonanční impedance klesne. Tranzistor, jehož je tento obvod zátěží, má pak daleko menší zesílení. Současně se zvětšuje šíře rekvenčního pásma B obvodu. Nevýhodou uvedeného obvodu je ta skutečnost, že dioda odebírá z usměrňovače relativně velký proud. Proto se většinou za usměrňovač zařazuje ještě stejnosměrný zesilovač řídicího signálu. D O R R AV obr Obr : Mezi vazební vinutí rezonančního obvodu (které představuje zdroj signálu s relativně malým vnitřním odporem) a vstup tranzistoru je zařazena oddělovací

68 68 dioda D O, jež spolu se vstupním odporem (impedancí) tranzistoru tvoří napěťový dělič. Při malém vysokorekvenčním napětí má dioda D O malý vnitřní odpor (diodou protéká stejnosměrný proud), takže se na vstup tranzistoru dostává prakticky celé napětí z vazebního vinutí (nebo z odbočky cívky, eventuálně z rozdělené kapacity). Při větším vysokorekvenčním signálu se na řídicím vstupu objeví větší řídicí napětí AV, které začne diodu D O přivírat (anoda diody je připojena na relativně tvrdý napěťový dělič R, R ). Dierenciální odpor diody D O vzroste a na vstup tranzistoru se tak dostane menší vysokorekvenční napětí (tím by se mohl uplatnit vlastní šum tranzistoru; způsob řízení je proto vhodný u stupňů, které zpracovávají dostatečně velké vysokorekvenční napětí, ovšem pouze tak velké, aby nebylo působením AV zkresleno). Tím, že je vstup tranzistoru přivřenou diodou D O oddělen od vazebního vinutí, klesne tlumení rezonančního obvodu vstupním odporem tranzistoru, čímž se zmenší jeho šíře rekvenčního pásma a zvětší se zesílení předchozího stupně. Způsob je proto vhodný pouze v kombinaci s některým z jiných způsobů, který je schopen rezonanční obvod přídavně více tlumit. D T D O R R R R obr AV Obr : Řídicí napětí AV je přiváděno na bázi tranzistoru a na katodu oddělovací diody D O, čímž se jednak zvětšuje kolektorový proud tranzistoru a zmenšuje se jeho kolektorové napětí, jednak se přivírá oddělovací dioda D O. Vlivem zmenšení kolektorového napětí se začíná poněkud otevírat tlumicí dioda D T, jež tlumí výstupní rezonanční obvod předchozího tranzistoru a kompenzuje tak nežádoucí vliv přivírající se oddělovací diody D O ; současně tak může zmenšovat zesílení předchozího stupně. Obr : Řídicí napětí AV je přiváděno na bázi tranzistoru, který současně unguje jako stejnosměrný zesilovač řídicího napětí pro tlumicí diody D TE a D T, které při velkém zesilovaném vysokorekvenčním napětí současně přídavně tlumí sekundární a primární rezonanční obvod VRO. Pro otevírání obou diod slouží zvětšené úbytky stejnosměrného napětí na emitorovém a kolektorovém rezistoru při zvětšeném napětí na bázi tranzistoru.

69 69 D T D TE AV obr Obr : Signál o rekvenci cca MHz přichází z antény na útlumový článek ve tvaru π, složený z diod D O a D T, ovládaných napětím AV -. Při malém vstupním signálu je od antény D T D O ZD obr D T AV- k odbočce vstupního laděného obvodu dioda D O úplně otevřena a diody D T zcela zavřeny. Zvětší-li se vstupní napětí nad určitou mez (zpožděné AV - ), začnou se diody D T otevírat (a tím zmenšovat svůj dierenciální odpor) a dioda D O se začne přivírat (její dierenciální odpor vzrůstá). Tím se začíná signál na odbočce vstupního rezonančního obvodu přijímače zmenšovat - probíhá regulace zesílení. Napětí AV musí být relativně tvrdé; proto se diody ovládají přes stejnosměrný zesilovač (operační zesilovač). S ohledem na možné komplikace s napájením operačního zesilovače jsou diody ovládány proti stabilizovanému napětí cca 6 V Zenerovy diody (samozřejmě je možné využít třísvorkového stabilizátoru). V lineárních integrovaných obvodech pro vysokorekvenční zesilovače probíhá řízení obdobně (obr ).

70 7 AV IN D T D T OT D O D O AV obr Výrazný vliv na zesílení rozdílových stupňů SE mají paralelní diody D T, připojené mezi kolektory tranzistorů. Diody při velkém signálovém napětí zmenšují svůj dierenciální odpor a tak částečně zkratují výstupní napětí. Pracovní bod diod je posouván zesíleným stejnosměrným napětím AV, přičemž pomocný zesilovač řídicího napětí je součástí vlastního integrovaného obvodu. Současně zesílení rozdílových stupňů SE ovlivňují oddělovací diody D O zapojené mezi emitory tranzistorů (napětí AV je nyní superponováno na odlišné stejnosměrné napětí než u diod v kolektorech tranzistorů, přičemž je opět výstupním napětím pomocného stejnosměrného zesilovače). Dierenciální odpor diod je při velkém signálovém napětí velký, čímž se uplatní lokální záporná zpětná vazba na emitorových rezistorech a malý přenos signálu mezi emitory tranzistorů - zesílení stupně se zmenšuje Multirekvenční vysokorekvenční zesilovače Jeden zesilovací stupeň vysokorekvenčního zesilovače může současně zesilovat větší počet vysokorekvenčních signálů. Podmínkou dobré unkce je vzájemná rekvenční odlehlost uvažovaných signálů. Pro jednoduchost budeme uvažovat nejčastější případ dvou signálů, a to mezirekvenčních signálů rozhlasových přijímačů, které jsou pro rekvenčně modulovanou část nejčastěji,7 MHz s šíří pásma cca khz a pro amplitudově modulovanou část 45 khz nebo 468 khz s šíří pásma 9 khz. Rezonanční impedance obvodu naladěného na je na této rekvenci maximální, na rekvenci je zanedbatelně malá. Totéž platí i naopak. Z tohoto důvodu je možné zapojit oba rezonanční obvody do série, aniž by se vzájemně ovlivňovaly. Daného spojení se využívá v kolektorovém obvodu tranzistorů zesilovacích stupňů.

71 7 L V L V L V L V obr Obvody bází tranzistorů (jedná-li se o stupně SE) mohou být připojeny přes vazební vinutí L V a L V, zapojená opět do série (obr ), přičemž impedance jednotlivých sériově spojených vazebních vinutí musejí být co nejmenší, aby se obvody vzájemně neovlivňovaly. Tento způsob je často používán pro navázání lineárních integrovaných obvodů. L V a a b b obr Jako velmi vhodný způsob navázání bází tranzistorů v zapojení SE je možné uvést kombinovanou vazbu; obvod naladěný na rekvenci je navázán vazebním vinutím L V, obvod naladěný na rekvenci je navázán kapacitním děličem a a a (obr ). vedený obvod umožňuje úplně nezávislé naladění obou rezonančních obvodů.

72 7 Protože kondenzátor a má na rekvenci prakticky zanedbatelně malou reaktanci, představuje pro tuto rekvenci zkrat a vazební vinutí je tak svým studeným koncem dokonale uzemněno. Na druhé rekvenci má vazební vinutí L V zanedbatelně malou reaktanci, takže představuje zkrat a přenos signálu o rekvenci z kapacitního děliče a a a prakticky neovlivní. T T 3 L V L V T a a b b obr Podobné zapojení můžeme uvést na obr , kdy však zesilovací stupeň s tranzistorem T pracuje při rekvenci v zapojení SB a při rekvenci v zapojení SE. Podmínky správné unkce jsou stejné jako v zapojení na předchozím obrázku. V V T T T 3 V V obr Analogicky jako jednoduché rezonanční obvody mohou být navázány i vázané rezonanční obvody - primární obvody budou opět zapojeny do série (kolektorové

73 73 obvody) a sekundární budou navázány na báze nebo emitory tranzistorů vazebními vinutími nebo rozdělenými kapacitami (stejně jako na obr ,,3). Někdy se vyskytuje i proudová vazba (obr ), která však neumožňuje tak důkladné oddělení obou obvodů, jaké bylo možné u předchozích schémat. Rezonanční obvod, naladěný na (na obr v bázi T sekundární obvod vázaných rezonančních obvodů, v bázi T 3 jednoduchý paralelní rezonanční obvod), je navázán na bázi tranzistoru kondenzátorem V malé hodnoty (v porovnání s ladicí kapacitou rezonančního obvodu ), který tvoří spolu se vstupní kapacitou tranzistoru a k ní paralelně řazenou sériovou kombinací kapacity V a kapacitní dělič s velkým dělicím poměrem. Rezonanční obvod, naladěný na, je navázán na bázi tranzistoru malou vazební kapacitou V (v porovnání s ), jež tvoří se vstupní kapacitou tranzistoru a k ní paralelně řazenou sériovou kombinací kapacity V a kapacitní dělič s velkým dělicím poměrem. Obdobně je možné realizovat multirekvenční vysokorekvenční zesilovače s keramickými iltry. V nejjednodušším Q zapojení připojíme R keramické iltry, V naladěné na R V rekvence a, na kolektor tranzistoru (na výstup lineárního Q integrovaného R obvodu) přes oddělovací odpory R V a R V (obr ). Vzájemné oddělení obr obou signálových cest není příliš velké, ale při dostatečné odlehlosti obou rekvencí vyhovující. R L V Q R V R V R Q L V obr Použijeme-li přídavných rezonančních obvodů pro iltraci nežádoucích maxim přenosu keramických iltrů na harmonických rekvencích, budou rezonanční obvody

74 74 zapojeny opět do série, každý iltr bude navázán vazebním vinutím s patřičným rezistorem (R, R ), výstupy iltrů budou přes oddělovací rezistory R V a R V spojeny paralelně (obr ) Přelaďované vysokorekvenční zesilovače Vysokorekvenční přelaďované zesilovače se využívají při výběru jednotlivých sdělovacích kanálů při rekvenčním třídění signálů na vstupu přijímačů. Přelaďování rezonančních obvodů se děje ve starší verzi vícenásobným ladicím kondenzátorem (který svými vlastními ztrátami příliš nezhoršuje výslednou jakost rezonančních obvodů a je tím pádem velmi vhodný pro úzkopásmové zesilovače, kde je zapotřebí velké jakosti rezonančních obvodů - obr a) nebo varikapy (mající větší ztráty než ladicí kondenzátor), které musejí mít stabilizované ladicí napětí L, jehož změnu obstarává stabilní potenciometr nebo mikropočítač (obr b). Velikost neoznačeného kondenzátoru v obr b musí být podstatně větší než největší kapacita varikapu Lmax, velikost odporu R souvisí s rezonanční impedancí paralelního rezonančního obvodu na uvažované rekvenci, který jím nemá být nadměrně přídavně tlumen (v praxi bývá desítky kω). Kapacitní trimr T umožňuje nastavit potřebné přeladění rezonančního obvodu; činitel přeladění je určen vztahem min přičemž činitel přeladění vlastního varikapu max k (), L max k () L min musí být rozhodně větší, tj. k k (3). Velikost kapacity trimru T pak stanovíme jednoduchou úvahou: a) určíme nejnižší potřebnou rezonanční rekvenci 533 [ MHz; H, pf] L (4); min µ ( L max T ) b) určíme nejvyšší potřebnou rezonanční rekvenci 533 [ MHz; H, pf] L (5); max µ ( L min T ) c) vztah (5) vydělíme vztahem (4), čímž získáme podíl (činitel přeladění) k max min L max L min T T (6). Řešením rovnice (6) získáme vztah pro velikost kapacity trimru:

75 75 L max k L min T (7). k A A L L V L T L L V L T R obr a obr b L Vlastní nastavení mezních rezonančních rekvencí proběhne ve dvou krocích: ) dolní rekvenci nastavíme při L Lmax pomocí jádra cívky (na vyšších rekvencích úpravou tvaru cívky, např. roztahováním či stlačováním jejích závitů, zmenšováním nebo zvětšováním průřezu vodiče plošného spoje odškrabáváním nebo přidáváním pájky); kapacitní trimr při Lmax nemá téměř žádný vliv; ) horní rekvenci nastavíme při L Lmin pomocí kapacitního trimru (jeho vliv je při malé kapacitě ladicího kondenzátoru velký). Nastavení na obou koncích přelaďovaného rekvenčního pásma několikrát zopakujeme. Při přelaďování proměnnou kapacitou se výrazně mění rezonanční impedance paralelního rezonančního obvodu a tím i zesílení zesilovacího stupně (obr ). A u min obr max vážíme-li, že min a max π L π L, přičemž Z min max max L Q a Z max L Q, min min

76 76 je zřejmé, že zesílení při rezonanci y A u y se bude měnit podle velikosti rezonanční rekvence. Poznámka : Při přesném vyhodnocování změny tvaru (velikosti) rezonančních křivek přelaďovaného rezonančního obvodu musíme uvažovat i vliv změny jakosti cívky a kondenzátoru (varikapu) se změnou rekvence. Poznámka : Je zřejmé, že navázání tranzistoru na rezonanční obvod kapacitním děličem bude problematické, neboť by se při přelaďování nepřiměřeně měnil jeho dělicí poměr. Jiná situace ale nastává při navázání rezonančního obvodu na neladěnou anténu přijímače, která má výraznou kapacitní složku. Při vhodně volené kapacitě V >> Lmax (např. V Lmax ) je možné částečně kompenzovat změnu A u při přelaďování, kdy se reaktance kondenzátoru a tím i výstupní napětí z rezonančního obvodu pro navázaný stupeň zmenšuje (obr ). V tomto případě je vhodné navázat následující tranzistor vazebním vinutím L V nebo použít unipolárního tranzistoru s hradlem připojeným na celý obvod. Y A L T L X v A upůvodní L V A uuprav V min max obr Pro navázání neladěné antény můžeme použít i vazebního vinutí s velkou indukčností, která vytvoří na dolní hraniční rekvenci spolu s kapacitní reaktancí neladěné antény paralelní rezonanční obvod, jehož maximální impedance částečně vykompenzuje pokles přenosu na dolní rekvenci (obr ). Vzájemná vazba L A a L nesmí být ovšem příliš těsná (jedná se vlastně o vzájemně rozladěné vázané rezonanční obvody, kdy se rekvence sekundárního obvodu při přelaďování výrazně mění).

77 77 A L A ula T L A upůvodní L A L V A uuprav. min max obr Poznámka 3: Při přelaďování změnou indukčnosti (variátorem) je průběh A u oproti průběhu uvedenému na obr přesně inverzní, neboť rezonanční impedance klesá vlivem zmenšování indukčnosti rezonančního obvodu s rostoucí rezonanční rekvencí. Poznámka 4: Vlivem změny rezonanční impedance při přelaďování dochází i ke změně poměrů v zesilovacím stupni, neboť se mění všechny dierenciální parametry zesilovacího tranzistoru. Z této skutečnosti vyplývá nemožnost přesné unilateralizace stupňů přelaďovaných vysokorekvenčních zesilovačů (pokud jsou přelaďovány v širokém rekvenčním rozsahu) a tím i podstatně menší zesílení na jeden stupeň s ohledem na stabilitu stupně (nelze použít impedančního přizpůsobení). Proto je v tomto případě opodstatněné použití kaskódy nebo rozdílového zesilovacího stupně (kaskádně řazené rozdílové stupně najdeme v každém lineárním integrovaném obvodu). Poznámka 5: přelaďovaných vysokorekvenčních zesilovačů je s ohledem na selektivitu možné použít i souběžně přelaďovaných vázaných rezonančních obvodů. Většinou se využívá proudové kapacitní nebo induktivní vazby, přičemž kapacitní vazba je při velkých přeladěních vhodnější, neboť s rostoucí rekvencí klesá vazba (klesá reaktance vazebního kondenzátoru) a tím se přenos stává rovnoměrnějším (obr ). A L T L L T L A L L V V obr

78 78 6. V ý k o n o v é v y s o k o r e k v e n č n í z e s i l o v a č e Výkonové vysokorekvenční zesilovače mají za úkol s co největší účinností zesílit vysokorekvenční signál tak, aby byl do zátěže (antény) odevzdán co největší výkon. Aby byla účinnost stupně co největší, musí být zátěž impedančně přizpůsobena k výstupu stupně a vlastní stupeň musí pracovat ve třídě s polovičním úhlem otevření Θ, který je menší než P ř e n o s v ý k o n u r e z o n a n č n í m o b v o d e m Zátěží koncového stupně vysokorekvenčního zesilovače je obvykle anténa, vyladěná do rezonance; chová se tedy jako ohmický odpor R Z. Přenos na anténu zprostředkovává rezonanční L R R Z obvod, který umožňuje vlastní unkci koncového stupně ve třídě a který obr.6..- také spoluurčuje výslednou šíři rekvenčního pásma (obr.6..-). Vlastní rezonanční obvod má jakost naprázdno Q. G LG elková jakost rezonančního obvodu, přídavně zatlumeného připojenou anténou R Z (provozní jakost) je Q, * * G Z LG Z kde G G G * Z Z. Výstupní výkon koncového stupně vysokorekvenčního zesilovače bude určen vysokorekvenčním napětím a proudem. Budeme-li uvažovat maximální hodnoty prvních harmonických kolektorového napětí a proudu, zjistíme v výkon: P v I Em m Em R R R R Z Z. Vysokorekvenční výkon na zátěži R Z potom bude PR Z R Em Z. Odtud již můžeme určit účinnost přenosu výkonu výstupním rezonančním obvodem:

79 79 Em PR Z RZ P R R v Z R Em R RZ R η. R Z Po dosazení jakostí bude: Q η. Q Je tedy zřejmé, že pro maximální účinnost přenosu výkonu rezonančním obvodem potřebujeme co největší jakost naprázdno; Provozní jakost nemůžeme totiž zmenšovat libovolně, neboť určuje potřebnou šíři pásma B. 6.. Č i n n o s t v ý k o n o v é h o s t u p n ě v y s o k o r e k v e n č n í h o z e s i l o v a č e v e t ř í d ě, j e h o v ý k o n, p ř í k o n a ú č i n n o s t Vysokorekvenční koncové stupně ve třídě musejí mít konstantní napětí BE, z čehož vyplývá, že pro jeho získání není možné využít měkkých odporových děličů nebo prostých rezistorů, umožňujících tranzistoru dodání patřičného proudu báze. L T odd L L V Tlum. R Z BE obr.6..- Zátěž (anténa) je vždy připojena přes rezonanční obvod, a to buď na jeho odbočku nebo vazební vinutí, častěji však přes rezonanční obvod (dolnorekvenční propust) ve tvaru článku Π, jenž umožňuje lépe odiltrovat vyšší harmonické, vznikající při vlastní činnosti koncového stupně (obr.6..-). Klidový pracovní bod tranzistoru je nastaven pod zánikem kolektorového proudu, tj. pro případ tranzistoru NPN bude BE < BE (je možný i případ BE < V). Tranzistor se do vodivého stavu dostává jen po určitou část periody. V této době doplňuje energii rezonančního obvodu v kolektoru. Po zbytek periody dokmitává rezonanční obvod volnými kmity, tranzistor je uzavřen. Tuto situaci názorně popisuje obr.6..-, ve kterém tranzistor vede po dobu dvojnásobku polovičního úhlu otevření Θ (šraovaná oblast), tj. v případě, že u BE > BE. V této době protéká do báze impuls proudu, který vyvolá impuls kolektorového proudu, jehož velikost I m určuje zatěžovací odpor R Z (zatěžovací odpor R Z, transormovaný rezonančním obvodem na stranu kolektoru). Zatěžovací charakteristika je lomená; směrnici, odpovídající odporu R Z, má od hodnoty napětí střihu S níže.

80 8 I I m R Z I B I Bm t BEm Θ Θ BE P P BE S P Θ Θ E BE obr.6..- Pro kolektorový proud tedy platí: t u u BE BE BE BE : : i i u BE BEm BE BE (). Budeme-li uvažovat kosinový průběh vstupního napětí, bude: u cos t a cosθ (). BE BEm BE BEm Dosadíme-li vztah () do (), dostaneme: Θ Θ t π Θ t Θ : : i i ( t) ( t) I m cost cosθ cosθ (3). Impuls kolektorového proudu obsahuje velký počet harmonických složek: i ( t) Σ I cos kt k km (4). Pro jejich určení provedeme harmonickou analýzu impulsu kolektorového proudu (viz [7]), čímž zjistíme: π I i ( t) d( t) π (5),

81 8 I km π ( t) cos kt d( t) ; ; ;... i k π (6). Protože impuls kolektorového proudu netrvá celou periodu, můžeme vztahy (5) a (6) přepsat: Θ I i ( t) d( t) π (7), I km Θ i π ( t) cos kt d( t) ; k ;;... Velikost stejnosměrné složky (7) určíme dosazením za ( t) Θ i z (3): cost cos Θ I I I m d cos π cosθ π cosθ m Θ ( t) [ sint t Θ ] I m sin Θ Θ cosθ π cosθ (8). (9). Výpočet jednotlivých harmonických složek provedeme pomocí vztahu (8): I km Θ I m π cosθ ( cost cos Θ ) cos kt d( t) Θ Θ I m Θ cos t cos k t d π cos ( t) cosθ cos k t d( t) (). Integrály v hranaté závorce je vhodné řešit samostatně a pak výsledky dosadit do vztahu (). J Θ u cost; cos t cos kt d v cos kt; v u sint ( t) k sin kt Θ u sint; u cost sin Θ cos kθ k sint sin kt d v sin kt; v k cos kt ( t) sin Θ cos kθ k cosθ sin kθ k cost cos kt d Vztah pro J řešíme jako rovnici: Θ ( t) Θ ( k ) cos t cos kt d( t) sin Θ cos kθ k cos Θ sin kθ Odtud:..

82 8 J J Θ cos t cos kt d cos k ( t) [ k cosθ sin kθ sin Θ kθ ] (). Θ cosθ cos k t d sin k Dosazením () a () do (): ( t) cosθ kθ (). I km I m k cosθ sin kθ sin Θ cos kθ cosθ sin kθ π cosθ k k I m π cosθ cosθ sin kθ k sin Θ ( k ) k cos kθ k, 3, 4,... (3). Vztah (3) v sobě skrývá určité úskalí při určování první harmonické I m, kdy představuje neurčitý výraz. V tomto případě musíme použít limity pro k. Při použití l Hospitalova pravidla je řešení docela snadné: I m I m cos Θ sin kθ k sin Θ lim k π cosθ k ( k ) cos kθ I m π cosθ Θ cos Θ cos kθ sin Θ cos kθ lim k k k ( ) k Θ sin Θ sin kθ I Θ Θ Θ Θ Θ Θ Θ Θ Θ m cos sin cos sin I m sin cos π cosθ π cosθ Ještě snadnější je první harmonickou určit tak, že ihned před vlastní integrací dosadíme k : Θ Θ I m I m Θ cost cost d π cos Θ Θ I m ( ) Θ ( ) Θ cos t d t cos cos t d t π cos I m Θ sin Θ sin Θ cosθ π cosθ 4 I m Θ sin Θ cos Θ sin Θ cosθ π cosθ I m π ( t) cosθ cost d( t) ( ) [ Θ ] sin Θ cosθ cosθ (4).

83 83 Budeme deinovat činitele α k jako poměrné zastoupení jednotlivých harmonických v impulsu kolektorového proudu: I Im I m I 3m I km α ; α ; α ; α 3 ;...; α k ;... (5). I I I I I m m m Dosazením za jednotlivé možné hodnoty polovičního úhlu otevření Θ dostaneme tabulku hodnot koeicientů α k, z níž vytvoříme gra, nazývaný podle autora Schulzův diagram (obr.6..-3), který poslouží k orientaci a k přibližnému návrhu. Z něj je také zřejmé, že maximum výkonového přenosu k-té harmonické nastane při polovičním úhlu otevření. Θ (6). k m m Tabulka hodnot koeicientů α k Θ [ ] Θ [rad],6799,53599,785398,4798,38997,57796,83596,94395,35694,67994, ,4593 α,5549,598,6495,7996,6933,383,36484,45999,4458,474,4996,5 α,6,53,364,39,4548,5,5663,536333,5357,5446,56756,5 α,7975,9799,5656,75664,587,7,594,9888,43949,45,87 α 3,496,7466,83,3783,6678,3E-7 -,393 -,4594 -,38 -,3 -,8 α 4,9995,38594,46,7566 -,386 -,444 -,87,989,758,995,7 α 5,937,879,366 -,757 -,39-7,8E-8,9378,989 -,6 -,739 -,6 α 6,85937, ,73 -,35,59,889,63 -,5 -,6,4874,489 α k,6,5 α,4,3 α,, -, α 6 α 4 α 3 α obr α 5 Θ [] Abychom na první pohled zjistili poměr první harmonické a stejnosměrné složky, udává se velmi často i pomocný, se Schulzovým diagramem úzce související, gra (obr.6..-4). Obdobný průběh je samozřejmě možné určit i pro vyšší harmonické.

84 84 α α,5,5, obr [] Θ Účinnost vlastního koncového stupně (bez výstupního vazebního členu na anténu) pro. harmonickou zjistíme z vysokorekvenčního výkonu P v a příkonu P P : P v Em Im Em I m α (7), P I I (8), P m α η P v P P α α Em α α ξ (9), kde ξ je činitel využití kolektorového napětí pro první harmonickou složku. Tranzistor bude mít kolektorovou ztrátu (té musí odpovídat chlazení tranzistoru) P PP Pv I m α α ξ (). Z posledního vztahu plyne poznatek, že je vhodné volit co největší rozkmit kolektorového napětí a tedy co největší činitel využití kolektorového napětíξ a co největší poměrné zastoupení první harmonické v impulsu kolektorového proudu. Současně tato volba vyhovuje i vztahu (9). Ze Schulzova diagramu však zjistíme, že optimální úhel otevření pro první harmonickou neodpovídá třídě, ale třídě AB. Požadavek co největšího rozkmitu kolektorového napětí přitom v sobě skrývá nebezpečí přebuzení, kdy by byl tranzistor při malých napětích E saturován nebo by byl dokonce vybuzen až na mezní přímku výstupních charakteristik. Impuls kolektorového proudu by pak byl zkreslen a všechny předchozí úvahy by již neplatily (situaci stručně znázorňuje obr.6..-5). Tomuto stavu se proto musíme vyhnout.

85 85 I i P E -Θ Θ t Em Em obr Pro větší výkony používáme dvojčinných koncových stupňů v symetrickém zapojení, čímž se automaticky vyruší sudé harmonické (obr.6..-6). Tranzistory T a T jsou buzeny v protiázi, jejich výstupní napětí se sčítají na symetrickém paralelním rezonančním obvodu. L L V T L L V R Z BE T obr S t u p e ň v ý k o n o v é h o v y s o k o r e k v e n č n í h o z e s i l o v a č e v e u n k c i n á s o b i č e r e k v e n c e Ze vztahu (6) v předchozím odstavci je zřejmé, že můžeme volit poloviční úhel otevření tak, aby byla v impulsu kolektorového proudu obsažena převážně některá z vyšších harmonických složek. V tomto případě stačí, když do kolektorového obvodu zapojíme paralelní rezonanční obvod, naladěný na patřičnou harmonickou. Impuls kolektorového proudu pak na něm vyvolá největší úbytek napětí právě na požadované rekvenci.

86 86 Potom budou opět platit vztahy (7) až (), místo indexu však musíme použít index příslušné požadované harmonické. Ze Schulzova diagramu je patrné, že využívat vyšší než čtvrté harmonické již není účelné s ohledem na velikost amplitudy požadované harmonické složky. Pro zdvojování rekvence se nabízí ještě jedno řešení - využít protiázově buzeného dvojčinného stupně s propojenými kolektory (obr.6..3-). V tomto zapojení bude paralelní rezonanční obvod v kolektorech tranzistorů buzen dvojnásobným počtem proudových impulsů za jednu periodu než u jednočinného koncového stupně a účinnost násobení rekvence bude daleko větší (nastavení pracovních bodů obou tranzistorů by mělo odpovídat optimu pro α, protože zesilují první harmonickou vstupního napětí). Samozřejmě je tento princip použitelný i pro získávání čtvrté harmonické, kdy bychom mohli do kolektorů připojit paralelní rezonanční obvod, naladěný na čtvrtou harmonickou vstupního napětí, přičemž by pracovní body tranzistorů musely být nastaveny na optimum α. L L V T L L V R Z BE T obr.6..3-

87 S m ě š o v a č e Směšovač je takový elektronický obvod, který umožňuje ze dvou vysokorekvenčních napětí různých rekvencí vytvořit napětí o rekvenci, jež je rovna rozdílu nebo součtu rekvencí původních. V principu může ke vzniku těchto kombinačních složek dojít dvojím možným způsobem; rozlišujeme tak směšování aditivní a multiplikativní. Potřebnou rozdílovou nebo součtovou složku vybíráme z celého spektra výstupního proudu směšovacího prvku pomocí patřičně naladěného paralelního rezonančního obvodu, který má na dané rekvenci největší impedanci a vzniká tak na něm největší úbytek napětí A d i t i v n í s m ě š o v a č e K aditivnímu směšování dochází na nelinearitě voltampérové charakteristiky odporového jednobranu (diody) nebo vstupní či převodní charakteristiky aktivního dvojbranu (bipolárního nebo unipolárního tranzistoru). Předpokládejme, že na nelineární jednobran s voltampérovou charakteristikou popsanou rovnicí u a u a u a u a a i () přivedeme dvě vstupní vysokorekvenční napětí t u t u O Om O S Sm S cos ; cos (), přičemž podle obr je u O u S u (3). Pro první přiblížení použijeme ze vztahu () pouze první tři členy u a u a a i (4) a do vztahu (4) dosadíme z (3) a pak z (): ( ) ( ) S O S O u u a u u a a i ( ) ( ) cos cos cos cos t t a t t a a S S O O S S O O ( ) t t a a S S O O cos cos ( ) t t t t a S O S O S S O O cos cos cos cos cos cos cos S O O O S S O O a t a a t a t a a ( ) ( )t a t a t a S O S O S O S O S S cos cos cos (5). obr u S u O i u výst

88 88 Ve vztahu (5) nacházíme: a) stejnosměrnou složku ( ) b) složky prvních harmonických ( ) c) složky druhých harmonických ( ) d) rozdílovou a součtovou složku ( ). Pokud bychom uvažovali celý rozvoj podle (), dostali bychom ještě další kombinační složky o rekvencích O ± S, S ± O, 3 O ± S, 3 S ± O, 3 O ± S, 3 S ± O, atd.. Příklad zapojení směšovače s bipolárním tranzistorem ukazují obr a O - S u S S u výst u O O obr O - S u S u výst u O obr V obr se obě směšovaná napětí přivádějí přes sériově spojená vazební vinutí rezonančních obvodů, naladěných na rekvence O a S, do báze tranzistoru v zapojení SE a ovlivňují tak proud báze a tím i proud kolektoru tranzistoru, z něhož se paralelním rezonančním obvodem vybírá napětí o rozdílové rekvenci O - S. Na této rekvenci má rezonanční obvod maximální impedanci, pro

89 89 ostatní rekvenční složky prakticky představuje zkrat. Kolektor směšovacího tranzistoru by měl být připojen na tento rezonanční obvod bez odbočky, aby byl vyloučen vznik parazitních rezonančních obvodů, které by mohly nevhodně zdůraznit některou z nechtěných rekvenčních kombinačních složek. Proto bývá s ohledem na dodržení požadované šíře rekvenčního pásma ladicí kapacita tohoto rezonančního obvodu relativně velká (rezonanční impedance paralelního rezonančního obvodu je potom relativně malá a tím i napěťové zesílení směšovače je malé). V obr je napětí u O přiváděno do emitoru a napětí u S do báze, čímž opět ovlivňují proud báze a tím i proud kolektoru tranzistoru, který vyvolá maximum napětí na paralelním rezonančním obvodu na rekvenci O - S. Napětí u O (získávané obvykle v místním oscilátoru přijímače, v němž je směšovač použit) má zpravidla podstatně větší amplitudu než napětí u S, takže dochází k výraznému posouvání pracovního bodu po nelineární části charakteristiky tranzistoru v rytmu rekvence O. Zesílení signálového napětí u S stupně SE je pak určeno zatěžovací impedancí Z Z paralelního rezonančního obvodu (naladěného na O - S ) s připojenými vnějšími obvody a konverzní strmostí S, jež je určena vztahem di S (6), dus kde i je složka kolektorového proudu o rozdílové rekvenci a u S je vstupní signálové napětí o rekvenci S : A. S Z. (7). u Konverzní (převodní) strmost přitom závisí na polovičním úhlu otevření směšovacího tranzistoru, jenž je určen nastavením klidového pracovního bodu a amplitudou oscilátorového napětí om. I B S m S S max π s O O O π π I obr S Θ Z Budeme-li převodní charakteristiku uvažovat ve tvaru dvou přímkových úseků se zlomem v počátku, do něhož umístíme klidový pracovní bod (obr ), můžeme okamžitou hodnotu konverzní strmosti vyhodnotit takto: a) pro - Θ O t Θ : s ( O t) S max ; b) pro Θ < O t < π - Θ : s ( O t) (8). Amplituda základní harmonické časového průběhu konverzní strmosti bude určena vztahem pro koeicienty Fourierova rozvoje: ( t) cos t d( t) S max cos t d( t) S max sin Θ O O π. (9) π Maxima dosáhne konverzní strmost při Θ : S max S m max (). π

90 9 S m V ideálním případě je tedy maximální hodnota amplitudy Oopt O konverzní strmosti zhruba třetinová oproti strmosti tranzistoru ve unkci zesilovače. V praxi bývá ještě menší s ohledem na průběh vstupní a převodní charakteristiky tranzistoru. Často se udává závislost konverzní strmosti směšovače obr na velikosti oscilátorového napětí (obr ). V obrázku vyznačené maximum konverzní strmosti nastává při relativně velké amplitudě oscilátorového napětí řádově stovek milivoltů (podle typu tranzistoru), což při pohybu po zakřivené charakteristice tranzistoru vede ke vzniku nechtěných vyšších harmonických konverzní strmosti a tím ke vzniku dalších nežádoucích kombinačních produktů ve výstupním proudu. Proto se obvykle volí oscilátorové napětí menší (do 4 mv) i za cenu menšího zesílení směšovače. Porovnáme-li šumové číslo směšovače se šumovým číslem zesilovače s týmž tranzistorem, zjistíme, že aditivní směšovač šumí několikanásobně více než zesilovač. S tím musíme počítat při jeho aplikaci a případně při směšování velmi malých signálů před směšovač zařadíme vysokorekvenční předzesilovač, a to buď laděný, nebo aperiodický (ten obvykle v případě aplikace lineárních integrovaných obvodů). Poznámka: V nejjednodušších rozhlasových přijímačích najdeme samokmitající směšovač. Jedná se o zapojení tranzistoru, jenž současně unguje jako oscilátor a jako aditivní směšovač. Zesílení samokmitajícího směšovače není možné řídit napětím AV, neboť by při změnách řídicího napětí AV mohl vysadit oscilátor. T m L m P m u m FA L Bv S L o L O O Lv Lo L v L Bo obr V zapojení na obr přichází vstupní napětí z eritové antény FA, jež je součástí vstupního přelaďovaného rezonančního obvodu, na bázi tranzistoru přes vazební vinutí L Bv. Tranzistor pracuje současně jako oscilátor v zapojení SE. Kladná

91 9 zpětná vazba je určena vhodnou orientací vazebních vinutí L o a L Bo, jež jsou navázána na oscilátorový rezonanční obvod, přelaďovaný ladicím kondenzátorem, jenž má do série zapojen zkracovací kondenzátor P s ohledem na dosažení tříbodového souběhu ladění vstupního a oscilátorového rezonančního obvodu. Vinutí L Bv musí mít na oscilátorové rekvenci minimální reaktanci. Naopak, vazební vinutí L bo musí mít minimální reaktanci na přijímané rekvenci S. Kolektorový proud, obsahující mezirekvenční složku, má v cestě rezonanční obvod, naladěný právě na mezirekvenci m. Na tomto rezonančním obvodu vznikne největší napětí, které je možné odebírat k dalšímu zpracování z vazebního vinutí. T m L m FA S L o P O m u m L Bv v L O O L v L Eo obr V zapojení na obr pracuje tranzistor jako oscilátor v zapojení SB. Kladná zpětná vazba je v tomto případě určena vhodnou orientací vazebních vinutí L o a L eo. O reaktancích vazebních vinutí i o unkci platí totéž, co je uvedeno výše M u l t i p l i k a t i v n í s m ě š o v a č e K multiplikativnímu směšování dochází v trojbranu, ve kterém je výstupní proud ovlivňován dvěma napětími, jež jsou přiváděna na dva vstupy (obr.6.3.-). O - S Trojbran, označený X, tvoří obvykle čtyřkvadrantový u S násobič, i když je v principu X u výst možné aplikovat i násobení nikoliv ve všech kvadrantech. Ve unkci násobiče si pak můžeme představit např. tetrodu FET u (obr principiální O obr schéma). Jestliže budeme opět předpokládat harmonický průběh obou napětí, můžeme napsat:

92 9 u O u S O - S obr vyššího řádu ve výstupním proudu: u výst us Sm cos St; (). uo Om cos Ot Obě převodní charakteristiky aktivního prvku můžeme opět popsat mocninnými řadami, z nichž pro první přiblížení problematiky vezmeme pouze první dva členy, přičemž si budeme vědomi skutečnosti, že zanedbané členy by vedly ke vzniku vyšších harmonických základních rekvencí O a S a kombinačních složek i Dosazením () do (): i a ( a a u ) ( b b ) S u O ( a a cos t) ( b b cos t) O b O a Sm b O Sm S (). cos t a S O Om b Om O cos t a O b Sm Om cos t cos t a b Sm Om ao bo a bo Sm cos St ao b Om cosot cos( O S ) t a b Sm Om cos( O S )t (3). Ve vztahu (3) opět nacházíme: a) stejnosměrnou složku ( ) b) složky prvních harmonických ( ) c) rozdílovou a součtovou složku ( ). Multiplikativní směšovač má opět menší zesílení než zesilovač, pracující se stejnou rekvencí na svém vstupu i výstupu (viz předchozí odstavec). ož je však ještě důležitější, multiplikativní směšovač má podstatně větší šumové číslo než aditivní směšovač (až desetinásobky šumového čísla zesilovacího stupně), přičemž jeho šumové číslo s rostoucí rekvencí roste. Proto multiplikativní směšovače nacházíme hlavně v přijímačích silného signálu a na nižších rekvencích. Pokud je chceme použít na vyšších rekvencích, musíme použít nízkošumových aktivních prvků. Pro vyloučení nelinearit charakteristik (pro vyloučení vzniku nežádoucích harmonických složek a parazitních směšovacích produktů) pak používáme linearizace charakteristik aktivních prvků pomocí záporné zpětné vazby (např. neblokovanými malými emitorovými rezistory tranzistorových stupňů). Tím samozřejmě klesne zesílení směšovače, ale stabilizují se jeho parametry. Zesílení multiplikativních směšovačů je možné řídit napětím AV (u tetrody FET nejčastěji napětím G ). Zvláštní kapitolu tvoří vyvážené směšovače, které využívají symetrických zapojení diod nebo aktivních prvků, čímž se prakticky vyloučí vznik sudých harmonických a tím i jejich kombinačních produktů. Zapojení na obr znázorňuje zapojení můstkového diodového směšovače, u něhož jsou diody přepínány v rytmu rekvence oscilátorového napětí S O

93 93 u O, čímž se signálové napětí u S dostává na výstup v jedné půlperiodě v kladné a v druhé půlperiodě v záporné polaritě. u S u O obr u výst Obdobnou unkci má čtyřkvadrantový násobič (obr ), v němž oscilátorové napětí u O aktivuje v každé půlperiodě vždy jeden z rozdílových stupňů, čímž se vstupní napětí u S dostává na symetrický výstup jednou v kladné, podruhé v záporné polaritě. u výst u S u O obr Poznámka: Zapojení podle obr a obr se velmi často používá také jako vyvážených modulátorů AM (DSB), kdy se na vstup označený u O přivádí vysokorekvenční nosná vlna a na vstup označený jako u S modulační napětí. Výstupní napětí, složené pouze ze dvou postranních pásem, se odebírá z rezonančního obvodu na výstupních svorkách (z jeho vazebního vinutí), naladěného na rekvenci vysokorekvenční nosné vlny.

94 P o z n á m k y k e k o n s t r u k c i v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č ů a s m ě š o v a č ů Při konstrukci vysokorekvenčních zesilovačů a směšovačů musíme dodržovat zásady plynulého toku signálu od míst se signálem slabším k místům se signálem silnějším. Znamená to, že signálová cesta musí být přesně deinována, aby nevznikaly parazitní zpětné vazby, které mají vždy vliv na chování zesilovače co do stability a tvaru rekvenční charakteristiky. S tímto požadavkem je úzce spjata zásada správného zemnění - u každého zesilovacího stupně musíme deinovat jeden zemnicí bod, do kterého budou svedeny všechny blokovací kondenzátory. Zemnicí body jednotlivých stupňů pak musejí sledovat směr signálové cesty, tzn. že např. ve směru signálové cesty nesmí být nejprve zemnicí bod druhého a potom teprve zemnicí bod prvního zesilovacího stupně. Z uvedeného je zřejmé, že u každého zesilovače jako celku musí být jednoznačně deinován vstupní a výstupní zemnicí bod. Blokovací kondenzátory o dostatečné kapacitě, které vlastní vysokorekvenční uzemnění realizují, musejí mít co nejmenší parazitní indukčnost, aby se nevhodně nezvětšovala impedance zemnicích přívodů. Přitom vcelku nezáleží na teplotní či napěťové závislosti jejich kapacity. Nejvhodnější pro tuto unkci jsou keramické kondenzátory co nejmenších rozměrů a s co nejkratšími vývody, většinou vyráběné z keramiky o velké permitivitě (permitit). Na vysokých rekvencích se používají bezvývodové keramické kondenzátory, určené pro přímé pájení na plošný spoj nebo stínicí přepážku. Vysokorekvenční zesilovače pro vysoké rekvence bývají konstruovány jako zakrytované zesilovací jednotky, přičemž jednotlivé zesilovací stupně bývají navzájem odděleny vhodně umístěnými uzemněnými přepážkami, které zmenšují na minimum vzájemné vazby mezi vstupy a výstupy jednotlivých stupňů (potlačení nežádoucí zpětné vazby v jednom stupni) a mezi jednotlivými stupni (zamezují vzájemnému ovlivňování jednotlivých stupňů). Napájecí a eventuálně řídicí napětí (např. AV) se do těchto jednotek přivádějí průchodkovými kondenzátory, které zajišťují vysokorekvenční zablokování těchto přívodů. Pokud přepážky tvoří současně část laděného vedení (viz kap ), bývají rezistory, určující klidový pracovní bod aktivního prvku, umístěny vně komůrky, příslušná napětí se do komůrky dostávají opět přes průchodkové kondenzátory. V některých vysokorekvenčních zesilovačích se pro zvýšení stability používá částečného oddělení rezonančních obvodů od aktivních prvků zvýšením impedance jejich přívodu pomocí eritové perličky, navlečené na vývod aktivního prvku (např. na vývod kolektoru tranzistoru). Takto je též možné zvětšit stabilitu stupně s tetrodou FET, kdy je eritová perlička navlečena na vývod druhé řídicí elektrody G. Podobné úpravy se používá i u některých vysokorekvenčních lineárních integrovaných obvodů, u nichž se eritovou perličkou uměle zvětšuje impedance zemního přívodu.

95 P ř í k l a d y z a p o j e n í v y s o k o r e k v e n č n í c h z e s i l o v a č ů a s m ě š o v a č ů 6.5. Z a p o j e n í s ú z k o p á s m o v ý m i z e s i l o v a č i a s m ě š o v a č i Obr je schématem vstupní jednotky VKV, určené pro příjem rozhlasových signálů FM v pásmu 87,5 až 8 MHz. Tato jednotka má umožnit výběr signálů v uvedeném pásmu a jejich převedení na mezirekvenční signál o rekvenci,7 MHz. obr Signál z antény je na vstup jednotky přiváděn buď symetricky vůči zemi (vstupní svorky, ) nebo nesymetricky (jedna ze svorek -, druhou svorku představuje kostra jednotky). Z vazebního vinutí se signál dostává na přelaďovaný paralelní rezonanční obvod, tvořený L, 3 4, na který je malou vazební kapacitou 5, jež tvoří se vstupní kapacitou tranzistoru a kondenzátorem 39 kapacitní dělič, navázán stupeň vysokorekvenčního předzesilovače s tranzistorem V v zapojení SB (báze tranzistoru je vysokorekvenčně uzemněna blokovacím kondenzátorem 8 ). Stejnosměrný obvod emitoru tranzistoru se uzavírá přes tlumivku Dr, jež svým ázovým posuvem napětí vůči proudu pomáhá kompenzovat ázový úhel parametru y tranzistoru, který je na těchto rekvencích již nenulový. Kolektor tranzistoru je přes eritovou perličku Fp navázán na přelaďovaný paralelní rezonanční obvod L,. Na tento obvod je kapacitním děličem ( 3, 5 vstupní kapacita tranzistoru) navázán směšovač (V ) v zapojení SB, na jehož emitor je současně přes 7 a R 5 přiváděno napětí ze souběžně přelaďovaného oscilátoru (V 3, rezonanční obvod L 3, v sérii s varikapem pro dolaďování oscilátoru V 4 ). Na kolektor

96 96 tranzistoru směšovače V je přes oddělovací rezistor R 7 připojen tříobvodový iltr soustředěné selektivity, naladěný na rekvenci m,7 MHz. Výstup jednotky je mezi svorkami 7 a 8, na něž je pak navázán mezirekvenční zesilovač. Obr představuje mezirekvenční zesilovač přijímače FM, pracující na rekvenci,7 MHz, jenž má šíři pásma cca khz. obr Signál je přiváděn na svorku 9 proti zemi (). Tranzistor V v zapojení SE tento signál zesílí a zprostředkuje jeho přivedení na paralelní rezonanční obvod (L 3, 33 ) s vazebním vinutím (L 4 ), které spolu s přizpůsobovacím rezistorem R 3 slouží k navázání keramického iltru Z. Výstup keramického iltru je zakončen rezistorem R 6 ; tento rezistor zároveň stejnosměrně propojuje vývody 7 a 8 lineárního integrovaného obvodu, který obsahuje regulovatelný vysokorekvenční zesilovač se šumovou bránou a součinový demodulátor FM s obvodem pro posuv áze s kondenzátory 44, 45 a rezonančním obvodem L 5, 46 a R 3. Výstup demodulovaného signálu je na vývodu 7 integrovaného obvodu, odkud je tento signál veden ke stereoonnímu demodulátoru a z něj pak dále k nízkorekvenčnímu zesilovači. Na obr je schéma AM části rozhlasového přijímače. Všechny potřebné unkce aktivních prvků zde zastává jediný integrovaný obvod V, který obsahuje aperiodický rozdílový vysokorekvenční předzesilovač s regulovatelným ziskem, vyvážený směšovač, mezirekvenční zesilovač s nastavitelným ziskem a zesilovače napětí AV.

97 obr

98 98 Vstupní napětí je na rozsahu krátkých vln (pásmo 49 m) získáváno z drátové antény a přiváděno přes vazební kondenzátor na vazební vinutí L vstupního rezonančního obvodu L, 4 v sérii s paralelní kombinací 9 5. Navázání na vstup aperiodického vysokorekvenčního předzesilovače (vývody a integrovaného obvodu) je provedeno vazebním vinutím L. Pro příjem středních vln (cca,54 -,6 MHz) a dlouhých vln (cca, -,3 MHz) slouží eritová anténa (eritový trámec většinou kruhového průřezu, na jehož koncích jsou umístěny cívky vstupních rezonančních obvodů). ívky vstupních rezonančních obvodů (pro SV L 9, pro DV L 9 ) jsou přelaďovány ladicím kondenzátorem 9 s dolaďovacími kondenzátory (pro SV a pro DV 6 v sérii s 7 ), které současně tvoří dělič pro navázání vstupu integrovaného obvodu na rozsahu DV; na SV je navázání provedeno vazební cívkou L 9. Oscilátorová část je tvořena příslušnou částí integrovaného obvodu (vývody 4, 5, 6) a rezonančními obvody L 3, L 4 pro KV, L 6, L 7 pro SV a L 9, L pro DV, přelaďovanými v souběhu oscilátorovou sekcí dvojitého ladicího kondenzátoru 9 a dolaďovanými kondenzátory pro KV 8 a 9, pro SV 3 se souběhovým kondenzátorem (padingem) a pro DV 5 se souběhovým kondenzátorem (padingem). Na výstup směšovače (je využito pouze svorky 6, svorka 5 je vysokorekvenčně uzemněna - tj. dochází ke ztrátě symetrie) je navázán keramický iltr Z, naladěný na mezirekvenci AM 455 khz. Na výstup iltru je připojen mezirekvenční zesilovač (vývod ). Výstup (vývod 7) je navázán na velmi zatlumený rezonanční obvod L, 8 (díky velké šíři pásma nemá prakticky vliv na tvar rekvenční charakteristiky mezirekvenčního zesilovače) se sériovým diodovým demodulátorem, z jehož výstupu se odebírá jednak demodulované nízkorekvenční napětí, jednak integračním členem R 4, 5 iltrované napětí pro řízení zisku (AV), jež se přivádí na vývod 9 integrovaného obvodu (vstup stejnosměrného zesilovače). Na obr je schéma vysokorekvenční části přijímače FM AM (VKV SV DV), realizované na jediné desce plošného spoje. Vstupní část FM umožňuje příjem ve dvou pásmech. Signál z antény je přiváděn na přepínač volby pásem a odtud na odbočky cívek příslušných pevně naladěných vázaných rezonančních obvodů (jakost obvodů je relativně malá a tudíž šíře pásma je dostatečná). Ze sekundárních rezonančních obvodů je přes 5 a 7 proudově navázán tranzistor VT vysokorekvenčního předzesilovače v zapojení SB. V kolektoru tranzistoru je zapojen přelaďovaný paralelní rezonanční obvod, jehož přelaďované pásmo je určeno polohou přepínače a nastavením dolaďovacích kondenzátorů. Vazební kapacitou 5 je navázán samokmitající směšovač s tranzistorem VT. Oscilátorový rezonanční obvod je opět laděn v souběhu s předchozím rezonančním obvodem tak, aby se v obvodu kolektoru při správném naladění objevil signál o mezirekvenčním kmitočtu. K jeho iltraci slouží paralelní rezonanční obvod ve spojení s keramickým iltrem ZF. První stupeň mezirekvenčního zesilovače tvoří tranzistor VT, jehož zátěží je další keramický iltr ZF, z něhož je mezirekvenční signál,7 MHz přiveden na vstup lineárního integrovaného obvodu ML (vývod 5).

99 obr

100 Vstupní část AM umožňuje příjem v rozsazích SV a DV. Volba rozsahů se děje přepínačem (L 7 - cívka vstupního obvodu SV, cívka L 3 - cívka vstupního obvodu DV - obě cívky jsou navinuty na eritové anténě; L 8 - cívka vstupního obvodu KV), ladění se děje jednou sekcí dvojitého otočného kondenzátoru. Z vazebních vinutí se signál dostává na vstup aperiodického vysokorekvenčního zesilovače s tranzistorem VT 4, na jehož kolektor je kapacitně navázán samokmitající směšovač s tranzistorem VT 5 (sériový rezonanční obvod mezi jeho bází a zemí představuje odlaďovač mezirekvenčního kmitočtu AM 455 khz). V kolektoru směšovacího tranzistoru je zapojen paralelní rezonanční obvod, naladěný na mezirekvenční kmitočet, na nějž je navázán keramický iltr ZF. Z jeho výstupu pak mezirekvenční signál AM putuje přes odporový dělič R 3, R 3 na vstup integrovaného obvodu (vývod 5). V režimu FM je tedy na tomto vstupu mezirekvenční signál,7 MHz, v režimu AM potom mezirekvenční signál 455 khz. Integrovaný obvod ML proto unguje jako multirekvenční zesilovač. Signálová cesta obsahuje ještě dvojici rezonančních obvodů - jeden pro,7 MHz (L 4 neoznačený )) a druhý pro 455 khz (L 5, 68 ). Signálová cesta FM končí poměrovým detektorem (L 6, L 7, VD 3, VD 4 ), signálová cesta AM končí interním amplitudovým demodulátorem. Oba výstupy se pak přepínají (společně s napájecím napětím pro vstupní obvody) přepínačem, z něhož demodulovaná nízkorekvenční napětí z výstupů části FM i AM přicházejí přes 78 na nízkorekvenční předzesilovač s tranzistorem VT 7 a následný stereoonní dekodér ML pro demodulované napětí FM. elek je doplněn indikací velikosti přijímaného signálu pro FM i AM (LED HL řízená tranzistory VT 8 a VT 9, jež jsou ovládány napětím AV). Obr znázorňuje zapojení jednoduchého přijímače FM AM starší koncepce - ve vysokorekvenční části jsou pouze diskrétní prvky. Signálový řetězec FM začíná prutovou teleskopickou anténou, jež je na silně zatlumený (a tudíž širokopásmový) vstupní paralelní rezonanční obvod navázána přes oddělovací kondenzátor vazebním vinutím. Tranzistor vysokorekvenčního předzesilovače T pracuje v mezielektrodovém zapojení (emitor i báze tranzistoru dostávají určité vysokorekvenční napětí, určené dělicím poměrem použitých kapacit), což je jediné zapojení, u něhož lze současně splnit podmínku šumového i výkonového přizpůsobení tranzistoru na rezonanční obvod a anténu (není ale dobře aplikovatelné u přelaďovaných vysokorekvenčních zesilovačů). V kolektoru tranzistoru T je přelaďovaný rezonanční obvod, umožňující přepínání dvou rekvenčních pásem pomocí přepínače. Tranzistor T unguje jako samokmitající směšovač, jehož oscilátorový rezonanční obvod je přelaďován souběžně s předchozím rezonančním obvodem v obou pásmech tak, aby se v jeho kolektorovém proudu objevila složka proudu o rozdílové rekvenci, tj. mezirekvenci,7 MHz, na kterou je naladěn rezonanční obvod L,, tvořící primární rezonanční obvod vázaných rezonančních obvodů. Sekundární obvod je tvořen cívkou L a kapacitním děličem, z něhož mezirekvenční signál putuje na přepínač FM AM (měrný bod M ) a odtud na první mezirekvenční stupeň FM, tvořený tranzistorem T 3, který pro FM pracuje v zapojení SB. Z jeho kolektoru se zesílený signál dostává přes rezonanční obvod a jeho vazební vinutí na bázi tranzistoru T 4 (pro FM pracuje jako neutralizovaný zesilovací stupeň SE). Dalším stupněm v řetězci FM je zesilovací stupeň SB, v jehož kolektoru je již primární vinutí vázaných rezonančních obvodů poměrového detektoru pro demodulaci signálu FM.

101 obr

102 Signálový řetězec AM začíná eritovou anténou s cívkami vstupních rezonančních obvodů pro KV (pásmo 49 m), SV a DV, jež jsou navázány na vstup samokmitajícího směšovače (T 3 ) příslušnými vazebními vinutími. V souběhu se vstupním rezonančním obvodem zvoleného vlnového rozsahu je přelaďován druhou sekcí dvojitého ladicího kondenzátoru rezonanční obvod oscilátoru tak, aby se na výstupu samokmitajícího směšovače objevila mezirekvenční složka AM (455 khz), jež je vyiltrována vázanými rezonančními obvody (na sekundární obvod je připojena tlumicí dioda AV) a přivedena na bázi tranzistoru T 4 (SE). V jeho kolektorovém obvodu je zapojen rezonanční obvod s rozdělenou kapacitou, na niž je připojen druhý mezirekvenční stupeň AM s tranzistorem T 5 (pro AM v zapojení SE). V kolektoru tohoto tranzistoru je poslední rezonanční obvod s navázaným sériovým diodovým demodulátorem AM, jenž zároveň slouží k získání napětí AV. Výstupní nízkorekvenční napětí z obou částí se na vstupu nízkorekvenčního zesilovače přepínají jednou ze sekcí přepínače FM AM. Nejjednodušší integrovaný přijímač FM AM znázorňuje schématicky obr Použitý integrovaný obvod plní veškeré unkce vysokorekvenční části rozhlasového přijímače včetně stereoonního dekodéru; napájen je ze zdroje o napětí do 5 V. Anténa části FM je připojena na kapacitní dělič silně zatlumeného rezonančního obvodu, pevně naladěného na střed přijímaného rekvenčního pásma (87,5-8 MHz). Z tohoto obvodu přichází signál na vstup přelaďovaného vysokorekvenčního zesilovače (vývod ), který je laděn příslušným rezonančním obvodem na přijímanou rekvenci (vývod 3). Odtud přechází do směšovače FM, kde dochází ke smísení s oscilátorovým napětím, vyráběným v oscilátorové sekci FM integrovaného obvodu (rezonanční obvod oscilátoru je připojen na vývod ). Na výstup směšovače je připojen rezonanční obvod, naladěný na mezirekvenci FM,7 MHz (vývod 3), na jehož vazební vinutí je připojen keramický iltr,7 MHz. Z něj signál postupuje k mezirekvenčnímu zesilovači (vývod 8) a po zesílení k součinovému demodulátoru (rezonanční obvod, vázaný malou kapacitou uvnitř obvodu - vývod ). Za demodulátorem putuje demodulované napětí ke stereoonnímu dekodéru s výstupy levého a pravého kanálu na vývodech 3 a 4. Část AM (vlnový rozsah SV) začíná laděným paralelním rezonančním obvodem s cívkou navinutou na eritové anténě. Na něj je navázán unipolární tranzistor (použitím unipolárního tranzistoru odpadají starosti s výrobou vazebního vinutí vstupního obvodu - zjednodušení obvodu a zmenšení pracnosti). Ze zdrojové elektrody signál putuje do vlastního integrovaného obvodu (vývod 4), kde je v aperiodickém vysokorekvenčním zesilovači zesílen a přiveden na vstup vyváženého směšovače, kam je současně přiváděno oscilátorové napětí z oscilátorové části integrovaného obvodu (v souběhu laděný rezonanční obvod na vývodu ). Na výstup směšovače je připojen rezonanční obvod, naladěný na mezirekvenci AM 455 khz (vývod 4), z jehož vazebního vinutí signál přichází na keramický iltr 455 khz a odtud na vstup mezirekvenčního zesilovače AM (vývod 7). Po zesílení je signál demodulován a přiveden k sekci přepínače FM AM a odtud do nízkorekvenčního řetězce. Obvod má i řadu pomocných unkcí; navenek jsou nejvíce patrné unkce zjišťování velikosti signálu a přítomnosti pilotního signálu stereoonního napětí, indikované pomocí LED.

103 3 obr

104 Z a p o j e n í s e š i r o k o p á s m o v ý m i z e s i l o v a č i a s m ě š o v a č i Dále uvedená schémata se budou dotýkat hlavně televizní techniky. Jenom pro inormaci některé základní údaje, týkající se analogového pozemního vysílání podle normy IR-K,D: šířka televizního kanálu 8 MHz; televizní pásma VHF I. II. 48 až MHz III. 74 až 3 MHz; HF IV. V. 47 až 96 MHz; mezirekvence obraz 38 (39,4) MHz zvuk 3,5 (3,9) MHz; odstup nosné zvuku od nosné obrazu 6,5 MHz. Televizní signál je přijímán anténami, a to buď při individuálním příjmu nebo při příjmu společnými anténami s následujícími rozvody. S problematikou rozvodů signálů je úzce spjat i rozvoj kabelové televize. Anténní zesilovač pro jeden či malou skupinu TV kanálů, určený pro zabudování přímo na svorky antény, znázorňuje schéma na obr Signál z anténních svorek přichází na vazební vinutí L A a odtud na rezonanční obvod,l, naladěný na střed přijímaného rekvenčního pásma. Báze vysokorekvenčního nízkošumového tranzistoru T je na tento rezonanční obvod navázána vazebním vinutím L B. V kolektoru tranzistoru je opět rezonanční obvod, L, z něhož se vazebním vinutím přivádí zesílený signál do koaxiálního kabelu, díky jemuž se dostane na vstupní svorky televizního přijímače. Po tomto kabelu se k anténnímu předzesilovači dostává také potřebné stejnosměrné napájecí napětí, které se přímo v zesilovači stabilizuje (Zenerovou diodou nebo třísvorkovým stabilizátorem). Poznámka: V některých anténních předzesilovačích bývá vynechán vstupní rezonanční obvod. Potom je tranzistor navázán přímo na laděnou anténu přes symetrizační člen,

105 5 upravující typickou impedanci antény 3 Ω (4 Ω) symetrických na 75 Ω (6 Ω) asymetrických. Na obr je zapojení obdobného anténního zesilovače jako je na obr.6.5.-, avšak s možností dálkového ladění rezonančních obvodů. Zesilovač je použitelný většinou pouze v jednom TV pásmu a předpokládá relativně širokopásmovou anténu s konstantní výstupní impedancí. Přelaďování vstupního i výstupního rezonančního obvodu se děje pomocí varikapů, které dostávají proměnné ladicí napětí po koaxiálním kabelu od přijímače. Z tohoto napětí se zároveň odvozuje i napájecí napětí předzesilovače (je určeno použitou Zenerovou diodou ZD). Pro dobrou unkci zesilovače je potřebné, aby bylo napětí L vždy alespoň o 5 V větší než je napětí ZD. (V uvedeném zapojení je samozřejmě možné místo Zenerovy diody použít třísvorkový stabilizátor). Obr představuje širokopásmový anténní zesilovač, který je vhodný k navázání na širokopásmovou anténu přes symetrizační člen. Většinou může zpracovat TV signály od I. do V. TV pásma. Přitom je vhodné, aby všechny zesilované signály měly zhruba stejnou úroveň a aby byly vzájemně alespoň poněkud rekvenčně odlehlé (např. přes jeden TV kanál). Tím se zamezí vzájemnému ovlivňování jednotlivých zesilovaných signálů (omezí se intermodulační zkreslení). Právě s ohledem na tuto možnost je u širokopásmových zesilovačů vyžadována výborná linearita převodní charakteristiky. Z obvodového hlediska se jedná o stupeň SE s ultralineárním nízkošumovým tranzistorem, který musí mít výborně stabilizovaný klidový pracovní bod v oblasti kolektorového proudu, optimálního z hlediska šumových poměrů v obvodu. Pro kompenzaci poklesu zesílení na nejvyšších rekvencích je použito paralelní korekce (známé z obvodů videozesilovačů - cívka L ). V obvodu jsou zavedeny dvě záporné zpětné vazby. První ZZV je realizována neblokovanými paralelně řazenými emitorovými rezistory. Jejich paralelní řazení má za následek nejen zmenšení celkového odporu v emitoru na požadovanou hodnotu, ale také zmenšení parazitní indukčnosti emitorového přívodu, která by zvětšovala zápornou zpětnou vazbu na vysokých rekvencích a vedla by tak v této rekvenční oblasti k výraznému poklesu zesílení zesilovače.

106 6 Druhá ZZV je realizována rezistorem L R B a cívkou L B, jimiž se převádí signál z kolektoru zpět do R báze (R B zároveň plní unkci při stabilizaci R B L B klidového pracovního bodu). Indukčnost L B B snižuje účinek této ZZV T na vysokých rekvencích a pomáhá tak vyrovnat pokles rekvenční charakteristiky právě v této rekvenční R E R E R E3 oblasti. Zatímco první ZZV obr vstupní impedanci zesilovače zvětšuje, druhá ZZV jej zmenšuje. Při vhodně volených hodnotách součástek bude vstupní impedance zesilovače v celém rekvenčním rozsahu přibližně konstantní. Poznámka : Při požadavku většího zesílení zesilovače je možné řadit kaskádně větší počet zesilovacích stupňů (max. 3). V tomto případě můžeme pro kompenzaci poklesu zesílení na nejvyšších rekvencích použít i sériové korekce. Poznámka : Stále více se prosazují zesilovače s unipolárními tranzistory (s tetrodami FET), které dosahují výborné linearity a malého šumu. Příklad zapojení následuje na obr Poznámka 3: zesilovačů pro kabelové rozvody se jejich rekvenční charakteristika upravuje tak, aby byl kompenzován pokles přenosu na vysokých rekvencích vlivem rekvenčně závislého útlumu kabelu. Tyto zesilovače mají nastavitelný náklon modulové rekvenční charakteristiky - směrem k vyšším rekvencím se jejich zesílení zvětšuje (k nastavení správného náklonu v sítích kabelové televize slouží pilotní rekvence, umístěné na dolním a na horním konci přenášeného rekvenčního pásma). Na obr je schéma kanálového voliče televizního přijímače, umožňujícího příjem v I. až III. a IV. a V. TV pásmu. Signál, přivedený na anténní vstup, se rekvenčně třídí výhybkami, složenými z členů L, na výstupu je k dispozici mezirekvenční signál.

107 7 obr Funkce části HF: Přes hornorekvenční propust se dostává signál HF přes přelaďovaný rezonanční obvod na G unipolárního tranzistoru T, pracujícího jako v předzesilovač SE; G umožňuje řídit zesílení stupně napětím AV. Zesílený signál se z kolektoru dostává na přelaďované vázané rezonanční obvody, odkud je kapacitně navázán na emitor samokmitajícího směšovače v zapojení SB. Oscilátorový obvod je přitom tvořen cívkou L a varikapem D 5 s přídavnými kapacitami. Mezirekvenční signál je v obvodu kolektoru vybrán vázanými rezonančními obvody L, a L 3, 3 s proudovou induktivní vazbou L 4. Přes sepnutou spínací diodu D 6 postupuje mezirekvenční signál na G unipolárního tranzistoru T, který unguje při příjmu v pásmu HF jako první mezirekvenční zesilovací stupeň. Zesílený mezirekvenční signál je na výstup kanálového voliče přiváděn přes vázané rezonanční obvody s cívkami L 6, L 7 s induktivní vazbou L 8. Funkce části VHF: Signál VHF se přes dolnorekvenční propust dostává na vstupní přelaďovaný rezonanční obvod, jenž je přepínán spínacími diodami (buď pásma I. a II. nebo pásmo III.) a odtud na řídicí elektrodu G unipolárního tranzistoru vysokorekvenčního předzesilovače T. Zátěží tohoto stupně jsou přelaďované vázané rezonanční obvody, jež jsou přepínány spínacími diodami obdobně jako vstupní obvod podle požadovaného pásma. Z jejich sekundárního obvodu přichází signál na řídicí elektrodu G unipolárního tranzistoru T, který nyní pracuje jako směšovač. Na G je současně přes kondenzátor 3 přiváděno napětí místního oscilátoru s bipolárním tranzistorem T 3, jehož rezonanční obvod je přepínán a přelaďován v souběhu se vstupním obvodem a s vázanými rezonančními obvody. Mezirekvenční signál iltrují vázané rezonanční obvody s cívkami L 6, L 7 s induktivní vazbou L 8. Z nich je mezirekvenční signál přiváděn k obrazovému mezirekvenčnímu zesilovači.

108 8 obr

109 9 Obr představuje schéma obrazového mezirekvenčního zesilovače s integrovaným obvodem a L obvody. vedené zapojení využívá mezinosného odběru zvuku, tzn. že zvuková mezirekvence 3,5 MHz je v tomto případě zesilována spolu s obrazovou mezirekvencí 38 MHz. Aby však zvukový signál nepronikal do obrazové inormace a naopak, potlačuje se zvukový signál oproti maximu přenosu minimálně o 6 db (u barevných TVP více). Mezirekvenční signál se přivádí na ázově kompenzované vázané rezonanční obvody L, a L 3, 4 s odlaďovačem zvuku, L, 3. Na ně je kapacitně navázán první mezirekvenční stupeň, jenž má v kolektoru iltr soustředěné selektivity, který spolu se vstupními vázanými rezonančními obvody určuje tvar výsledné přenosové charakteristiky mezirekvenčního zesilovače. Filtr soustředěné selektivity využívá proudové kapacitní vazby (jedná se příčkový článek s příčnou kapacitou). Na jeho výstup je připojena zesilovací část integrovaného obvodu (R 8 má malou hodnotu s ohledem na udržení stability integrovaného zesilovače). Po patřičném zesílení (při spolupůsobení AV) je mezirekvenční signál o relativně velké amplitudě ( V) přiveden k vnitřnímu synchronnímu demodulátoru AM (jeho součástí je rezonanční obvod L 9, 6 ), na jehož výstupu je již k dispozici obrazový signál, který přes odlaďovač 6,5 MHz (L 8, ) přivedeme k emitorovému sledovači, z něhož již můžeme budit videozesilovač a obrazovku (v případě černobílého televizoru), eventuálně dekódovací obvody barevného televizoru. Na výstupu demodulátoru se současně objevuje mezinosná rekvence zvuku (intercarrier) 6,5 MHz, kterou přivedeme na mezirekvenční zesilovač zvuku 6,5 MHz, v němž se tento signál zesílí a v následujícím demodulátoru FM demoduluje, čímž se získá zvukový doprovodný signál (ten se následně přivede do n zesilovače a reproduktoru). Rezonanční obvod L, 9, varikap D je součástí obvodu automatického dolaďování oscilátoru kanálového voliče (unkce AF). obr