VYSOKÉ FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY. Bc. JAKUB TILLER BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIOELECTRONICS VSTUPNÍ ČÁST KVADRATURNÍHO PŘIJÍMAČE PRO PÁSMO UHF DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR Bc. JAKUB TILLER

2 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIOELECTRONICS VSTUPNÍ ČÁST KVADRATURNÍHO PŘIJÍMAČE PRO PÁSMO UHF UHF BAND FRONT-END OF QUADRATURE RECEIVER DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR Bc. JAKUB TILLER prof. Ing. MIROSLAV KASAL, CSc. BRNO 2012

3 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav radioelektroniky Diplomová práce magisterský navazující studijní obor Elektronika a sdělovací technika Student: Bc. Jakub Tiller ID: Ročník: 2 Akademický rok: 2011/2012 NÁZEV TÉMATU: Vstupní část kvadraturního přijímače pro pásmo UHF POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ: Seznamte se s návrhem vstupní vf části přijímačů pro pásmo UHF. Navrhněte potřebné obvody vf zesilovače, směšovače a lokálního oscilátoru synchronizovaného kmitočtovým normálem 10 MHz. Vstupní kmitočet předpokládejte v pásmu 432 MHz a mezifrekvenční 28 MHz. Seznamte se s programem Ansoft Designer. Na základě provedené studie navrhněte kvadraturní přijímač se vstupy pro signály I a Q se společným oscilátorem zavěšeným na kmitočtový normál. Pro modelování obvodů použijte Ansoft Designer. Důraz nechť je kladen na symetrii obou větví. Navrhněte odpovídající plošný spoj a konstrukční řešení přijímače. Navržený vstupní díl realizujte a experimentálně ověřte jeho vlastnosti. V obou kanálech změřte zejména: citlivost (šumové číslo), zisk (symetrii) a potlačení zrcadlových signálů. DOPORUČENÁ LITERATURA: [1] DOBEŠ, J., ŽALUD, V. Moderní radiotechnika. Praha: BEN - technická literatura, [2] ROHDE, U. L., NEWKIRK, D. P. RF/Microwave Circuit Design for Wireless Applications. New York: John Wiley & Sons, Termín zadání: Termín odevzdání: Vedoucí práce: prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc. Konzultanti diplomové práce: prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida Předseda oborové rady

4 UPOZORNĚNÍ: Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práva třetích osob, zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č.40/2009 Sb.

5 Licenční smlouva poskytovaná k výkonu práva užít školní dílo uzavřená mezi smluvními stranami: 1. Pan Jméno a příjmení: Bc. Jakub Tiller Bytem: Pionýrská 361, Broumov, (dále jen autor) Narozen (datum a místo): v Broumově 2. Vysoké učení technické v Brně technika (dále jen nabyvatel) Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií se sídlem Technická 3058/10, Brno, a jejímž jménem jedná na základě písemného pověření děkanem fakulty: prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida, předseda rady oboru Elektronika a sdělovací Čl. 1 Specifikace školního díla 1. Předmětem této smlouvy je vysokoškolská kvalifikační práce (VŠKP): disertační práce diplomová práce bakalářská práce jiná práce, jejíž druh je specifikován jako (dále jen VŠKP nebo dílo) Název VŠKP: Vedoucí/ školitel VŠKP: Ústav: Vstupní část kvadraturního přijímače pro pásmo UHF prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc. Ústav radioelektroniky Datum obhajoby VŠKP: neuvedeno VŠKP odevzdal autor nabyvateli v1 : tištěné formě počet exemplářů 2 elektronické formě počet exemplářů 1 2. Autor prohlašuje, že vytvořil samostatnou vlastní tvůrčí činností dílo shora popsané a specifikované. Autor dále prohlašuje, že při zpracovávání díla se sám nedostal do rozporu s autorským zákonem a předpisy souvisejícími a že je dílo dílem původním. 1 hodící se zaškrtněte

6 3. Dílo je chráněno jako dílo dle autorského zákona v platném znění. 4. Autor potvrzuje, že listinná a elektronická verze díla je identická. Čl. 2 Udělení licenčního oprávnění 1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli oprávnění (licenci) k výkonu práva uvedené dílo nevýdělečně užít, archivovat a zpřístupnit ke studijním, výukovým a výzkumným účelům včetně pořizování výpisů, opisů a rozmnoženin. 2. Licence je poskytována celosvětově, pro celou dobu trvání autorských a majetkových práv k dílu. 3. Autor souhlasí se zveřejněním díla v databázi přístupné v mezinárodní síti ihned po uzavření této smlouvy 1 rok po uzavření této smlouvy 3 roky po uzavření této smlouvy 5 let po uzavření této smlouvy 10 let po uzavření této smlouvy (z důvodu utajení v něm obsažených informací) 4. Nevýdělečné zveřejňování díla nabyvatelem v souladu s ustanovením 47b zákona č. 111/1998 Sb., v platném znění, nevyžaduje licenci a nabyvatel je k němu povinen a oprávněn ze zákona. Čl. 3 Závěrečná ustanovení 1. Smlouva je sepsána ve třech vyhotoveních s platností originálu, přičemž po jednom vyhotovení obdrží autor a nabyvatel, další vyhotovení je vloženo do VŠKP. 2. Vztahy mezi smluvními stranami vzniklé a neupravené touto smlouvou se řídí autorským zákonem, občanským zákoníkem, vysokoškolským zákonem, zákonem o archivnictví, v platném znění a popř. dalšími právními předpisy. 3. Licenční smlouva byla uzavřena na základě svobodné a pravé vůle smluvních stran, s plným porozuměním jejímu textu i důsledkům, nikoliv v tísni a za nápadně nevýhodných podmínek. 4. Licenční smlouva nabývá platnosti a účinnosti dnem jejího podpisu oběma smluvními stranami. V Brně dne: Nabyvatel Autor

7 ABSTRAKT Tato diplomová práce se zabývá studiem a popisem vybraných vysokofrekvenčních obvodů používaný v přijímací technice. Práce se dále zaměřuje na návrh těchto obvodů a jejich simulaci v programu Ansoft Designer. Důraz při návrhu je kladen víceméně shodný s požadavky na klasickou přijímací techniku, avšak s malými rozdíly. V této práci je poměrně podrobně prezentován popis návrhu vysokofrekvenčního zesilovače a jeho optimalizace z hlediska šumových parametrů. Dále práce obsahuje návrhy kmitočtových násobičů. KLÍČOVÁ SLOVA UHF, vstupní díl, kvadratura, pásmová propust, zesilovač, směšovač, násobič ABSTRACT The object of this master s thessis is study and description of RF circuits, which are used for receiveing. This work is also aimed to design this circuits and their simulation in Ansoft Designer software. Focus is placed to the standard parameters of receiving technology. The description of amplifier design is presented in this work. Parameters of this amplifier are optimalized to low noise figure. Frequency multiplier designs are included in this project. KEYWORDS UHF, front-end, quadrature, band pass, amplifier, mixer, multiplier TILLER, Jakub. Vstupní část kvadraturního přijímače pro pásmo UHF. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologíı, Ústav radioelektroniky, s. Diplomová práce. Vedoucí práce byl prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc.

8 PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma Vstupní část kvadraturního přijímače pro pásmo UHF jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a/nebo majetkových a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících zákona č. 121/2000 Sb., o právu autorském, o právech souvisejících s právem autorským a o změně některých zákonů (autorský zákon), ve znění pozdějších předpisů, včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákona č. 40/2009 Sb. Brno (podpis autora)

9 PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu diplomové práce prof. Ing. Miroslavu Kasalovi, CSc. za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování tohoto projektu. V Brně dne (podpis autora)

10 Výzkum realizovaný v rámci této diplomové práce byl finančně podpořen projektem CZ.1.07/2.3.00/ Wireless Communication Teams operačního programu Vzdělávání pro konkurenceschopnost. Finanční podpora byla poskytnuta Evropským sociálním fondem a státním rozpočtem České republiky.

11 OBSAH Úvod 6 1 Teoretický rozbor práce Úvod Šumové vlastnosti dvojbranů Blokové schéma Nízkošumový vstupní předzesilovač a zesilovač Filtr typu pásmová propust Pasivní směšovač Mezifrekvenční filtr Násobiče kmitočtu a signál pro brány LO směšovačů Návrh a simulace obvodů Návrh nízkošumového vstupního zesilovače Výběr pracovního bodu tranzistoru ATF Popis vybraného Helix filtru Návrh zesilovače v programu Ansoft Designer V Výpočet součástek pro nastavení pracovního bodu Návrh druhého stupně zesilovače Nelineární model zesilovače Výběr reálných komponent Výběr a simulace směšovače Návrh mezifrekvenčního filtru Vázané rezonanční obvody s kapacitními odbočkami Kaskáda filtrů typu dolní a horní propust Shrnutí a výběr topologie Výber komponent Realizace laditelných cívek pro potřeby IF filtru Realizace prototypu IF filtru Návrh násobiče kmitočtu Návrh filtru typu pásmová propust Simulace násobiče kmitočtu Simulace celého RF řetězce Dosažené výsledky práce Vstupní část Vstupní část

12 3.3 Násobič kmitočtu Hodnocení výsledků Závěr 62 Literatura 64 Seznam symbolů, veličin a zkratek 66 Seznam příloh 67 A Výsledky simulací nelineárního a lineárního modelu 68 A.1 S-parametry obou modelů B Předlohy k realizaci prototypu IF filtru 70 C Podklady a předlohy pro výrobu RF části vstupního dílu 72 D Podklady a předlohy pro výrobu kmitočtového násobiče 76 E Výsledky měření realizovaného vstupního dílu 79 E.1 Šumová čísla vstupních částí E.2 Závislost výstupního výkonu na vstupním F Podpůrné aplikace 83 F.1 Kalkulátor útlumového Π článku F.2 Kalkulátor obvodů pásmové propusti F.3 Kalkulátor vzduchových cívek

13 SEZNAM OBRÁZKŮ 1.1 Blokové schéma vstupního dílu řešeného v tomto projektu Ilustrace k směšovacím produktům S parametry modelovaného filtru Schéma pro vyšetření stability S parametry zesilovače Schéma zesilovače se zajištěnou stabilitou Smithův diagram s kružnicí stability pro vstupní a výstupní rovinu S-parametry a šumové číslo po připojení přizpůsobovacích obvodů Schéma prvního stupně s obvody pro nastavení pracovního bodu Zapojení nastavení pracovního bodu ATF (převzato z [4]) S-parametry vstupního dvoustupňového selektivního zesilovače Model vstupního dvoustupňového selektivního zesilovače Simulace závislosti výstupního výkonu na vstupním S-parametry zesilovače s modely reálných součástek Vnitřní zapojení směšovače RMS Výstupní spektrum zesíleného a směšovaného signálu Ke kapacitní vazbě Schéma simulovaného filtru s vázanými rezonančními obvody S-parametry simulovaného filtru s vázanými rezonančními obvody S-parametry kaskádního zapojení dolní a horní propusti S-parametry kaskády dolní a horní propusti s uvážením reálných prvků Parametr s11 IF filtru Parametr s21 IF filtru Parametr s22 IF filtru Schéma pro výpočet stejnosměrného pracovního bodu tranzistoru Výsledek simulace filtru typu pásmová propust se středním kmitočtem 404 MHz Schéma násobiče 4x s jedním stupněm Výstupní spektrum násobiče 4x s jedním stupněm Schéma pro simulaci násobiče 4x Výsledek harmonické balanční analýzy Schéma simulovaného řetězce Výsledek simulace RF řetězce Výstupní spektrum vstupního zesilovače Výstupní spektrum mezifrekvenčního zesilovače Výstupní spektrum vstupního zesilovače Výstupní spektrum mezifrekvenčního zesilovače

14 3.5 Charakteristika filtru použitého v násobiči kmitočtu Výstupní spektrum násobiče kmitočtu (výstup 1) Výstupní spektrum násobiče kmitočtu (výstup 2) Výstupní spektrum vstupních částí pro RF 432 MHz o úrovni -50 dbm 61 A.1 Výsledky simulace linearizovaného modelu A.2 Výsledky simulace nelineárního modelu B.1 Schema IF filtru B.2 Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) B.3 Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) C.1 Schéma zapojení (1/2) C.2 Schéma zapojení (2/2) C.3 Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) C.4 Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) C.5 Osazovací výkres obvodu D.1 Schéma zapojení násobiče kmitočtu D.2 Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) D.3 Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) D.4 Osazovací výkres obvodu E.1 Výstupní spektra RF vstupních zesilovačů vstupní části E.2 Výstupní spektra IF filtrů vstupní části E.3 Průběh šumového čísla vstupní části E.4 Průběh šumového čísla vstupní části E.5 Závislost výstupního výkonu na vstupním vstupní části E.6 Závislost výstupního výkonu na vstupním vstupní části

15 SEZNAM TABULEK 2.1 Přehled charakteristik tranzistoru ATF (f = 900 MHz) Přehled základních parametrů filtru Helix (převzato z [7]) Hodnoty pro výpočet celkového šumového čísla kaskády Hodnoty výsledného šumového čísla pro různé řazení bloků Výsledné hodnoty OIP3 pro různé řazení bloků Výsledné hodnoty OIP3 pro různé řazení bloků Parametry simulované s modely reálných součástek Konstanty pro návrh filtru odečtené z [11] Parametry cívky 1 s požadovanou indukčností 190 nh Parametry cívky 1 s požadovanou indukčností 250 nh Parametry cívky s požadovanou indukčností 335 nh Parametry cívky s požadovanou indukčností 350 nh C.1 Seznam součástek pro výrobu vstupní části D.1 Seznam součástek pro výrobu násobiče kmitočtu

16 ÚVOD Tato práce se zabývá přijímací technikou pracující v oblasti bezdrátových komunikací v pásmu UHF (Ultra vysoké kmitočty Ultra High Frequency). Předmětem této práce je studium, popis a návrh vybraných bloků vstupních dílů vysokofrekvenčních zařízení. Těžištěm práce je návrh a simulace jednotlivých dílčích obvodů, které jsou nakonec propojeny mezi sebou, což tvoří vstupní vysokofrekvenční díl. První kapitola popisuje rámcově funkci jednotlivých bloků obsažených v blokovém schématu, které je v této kapitole také uvedeno. Dále jsou v dané kapitole popsány požadavky na jednotlivé bloky obecně a dále jsou uvedeny požadavky, které jsou kladeny na vstupní díl popisovaný v této práci. Následující kapitola popisuje konkrétní návrh a simulaci jednotlivých obvodů. Diplomová práce se zabývá studiem vysokofrekvenčních obvodů a jejich návrhem. Tyto návrhy jsou analyzovány a simulovány programem Ansoft Designer, který je pro tyto účely určen. Návrh vysokofrekvenčních obvodů není jednoznačná úloha a řešení existuje více. 6

17 1 TEORETICKÝ ROZBOR PRÁCE 1.1 Úvod Každá vstupní část přijímacího řetězce je kritická z hlediska svých šumových parametrů, svého zesílení a dynamického rozsahu. Je tedy třeba k návrhu a realizaci těchto částí přijímacího řetězce přistupovat s ohledem na možná co nejlepší šumové poměry, dostatečné zesílení a patřičný dynamický rozsah. Nejkritičtější z pohledu jednotlivých bloků přijímacího řetězce je hlavně první díl. Ten by měl být umístěn pokud možno co nejblíže přijímací anténě, protože jakýkoli spoj mezi anténou a vstupním dílem způsobuje další, nežádoucí vložný útlum, který také přímo odpovídá šumovému číslu. Pokud je tedy vstupní díl k anténě připojen například koaxiálním kabelem, který díky své délce, má útlum 1 db, znamená to, že šumové číslo je rovno také hodnotě 1 db. Z tohoto důvodu je snaha hlavně první bloky vstupního dílu řadit co nejblíže anténám. Až za těmito prvními stupni, které dominantní měrou určují šumové poměry celé vstupní části, se řadí přenosové médium. To má za úkol přivádět signál k dalšímu zpracování. Ve většině aplikací je užitečný signál frekvenčně přeložen do vysokofrekvenční nebo mikrovlnné oblasti. Z tohoto důvodu je v přijímacích částech často používán směšovač, který užitečný signál přeloží bud do tzv. mezifrekvenční oblasti nebo přímo do základního pásma signálu. Takový obvod je v literatuře často označován, jako down-convertor. Na některé přijímače je často kromě požadavku na co nejlepší šumové parametry vstupní části také kladen požadavek na velký dynamický rozsah. Příklad takového přijímače je např. vstupní díl televizního přijímače. Naproti tomu jiným požadavkem může být například nízká spotřeba, která je jeden ze základních parametrů hlídaných např. v družicích umístěných na oběžné dráze kolem Země, kde veškeré napájení je zajištěno akumulátory dobíjenými solárními články Šumové vlastnosti dvojbranů Podle [1] se popis dvojbranů jako celku již nezabývá podstatou vzniku jednotlivých šumů, ale popisuje dvojbran jako celek. K tomuto účelu slouží šumový faktor označovaný, jako F (Šumový činitel Noise Factor). Ten je často udáván v logaritmické míře jako šumové číslo (v anglicky psané literatuře označované jako NF - Noise Figure). Řazení jednotlivých bloků není v žádném případě náhodné. Je optimalizováno z pohledu šumových poměrů. Šumové poměry celého přijímacího řetězce vyjadřuje známý Friisův vzorec, který je možné nalézt např. v [1]. Podle tohoto vzorce je rozhodujícím blokem, který ovlivňuje šumové parametry celého přijímače, právě 7

18 první předzesilovač (obecněji první blok). Z pohledu šumových parametrů je u tohoto bloku vhodné, aby měl nejnižší možné šumové číslo a velké zesílení. 1.2 Blokové schéma Různé literární prameny uvádějí různá bloková schémata, která si však jsou do značné míry navzájem podobná. Na obr. 1.1 je uvedeno blokové schéma vstupního dílu navržené pro tuto práci. Toto schéma bude dále popsáno blok po bloku a v následujících kapitolách bude každý z bloků rozebrán podrobněji. Projekt je konci- Obr. 1.1: Blokové schéma vstupního dílu řešeného v tomto projektu pován, jako kvadraturní přijímač, avšak kvadraturní složky budou tvořeny polarizací přijímacích antén (antény na sebe budou kolmé). Na obr. 1.1 jsou nakresleny dvě paralelní větve zpracování obou kvadraturních složek. Pro výslednou realizaci je kladen vysoký požadavek na symetričnost těchto obvodů. Je tedy nutné, aby každé dva odpovídající si bloky měli jen velmi malé rozdíly mezi odpovídajícími si parametry. V pásmu UHF je možné se tomuto stavu více či méně přiblížit, avšak v průběhu návrhu a závěrečné realizace bude i na toto kladen důraz. 8

19 Z antén bude signál veden do vstupního nízkošumového zesilovače, který bude optimalizován z hlediska šumových parametrů a není předmětem tohoto projektu. Tento projekt zahrnuje pouze vstupní díl, který se bude nacházet uvnitř budovy. Z hlediska šumových parametrů je ale nutné vstupní předzesilovač zařadit co nejblíže přijímacím anténám. Prvním blokem nacházejícím se na uvedeném blokovém schématu je zesilovač s nízkým šumem a dostatečným zesílením, který bude tvořen tranzistory E-pHEMT, které mají pro tuto aplikaci vhodné parametry. Následuje zesilovač, který signál dále dodatečně zesílí. Dalším blokem je filtr typu pásmová propust, který musí maximální měrou potlačit signál na zrcadlovém kmitočtu. Za tímto filtrem následuje pasivní směšovač, který přeloží pásmový signál poněkud níže, do mezifrekvenční oblasti. Kmitočet signálu v mezifrekvenční oblasti je zadán na hodnotu 28 MHz. Za směšovačem následuje filtr typu pásmová propust naladěný na rozdílový produkt směšovače. Úkolem tohoto filtru je potlačit ostatní produkty směšování. Následuje zesilovač, který kompenzuje vložný útlum předchozího filtru a mezifrekvenční signál zesiluje na požadovanou úroveň. Kmitočet vstupního signálu se ze zadání předpokládá 432 MHz. Protože je kmitočet mezifrekvenčního signálu zadán na hodnotu 28 MHz a jeho hodnota je dána rozdílovým produktem směšování, je možné z těchto hodnot určit kmitočet na bráně LO pasivních směšovačů. Kmitočty, jako produkty směšování je možné podle [2]vyjádřit jako: f mf = m f s + n f o, (1.1) kde f mf je produkt směšování, f s je kmitočet signálu a f o je kmitočet lokálního oscilátoru. Hodnoty m, n spadají do oboru celých čísel. Směšování do mezifrekvenční oblasti využívá rozdílový kmitočet, přičemž kmitočet oscilátoru může být zvolen vyšší nebo nižší než je kmitočet přijímaného signálu: f LO1 = = 404 MHz nebo f LO2 = = 460 MHz. (1.2) Zvolen bude kmitočet f LO1 = 404 MHz a to ze dvou důvodů. Čím nižší kmitočet, tím snazší realizace oscilátoru a dalších podpůrných obvodů. Další důvodem je, že nedojde k inverzi spektra přijímaného signálu. Kmitočet zrcadlového kmitočtu bude 376 MHz ( MHz). Signál na zrcadlovém kmitočtu by měl být před směšováním pokud možno co nejvíce potlačen. Zesílení kaskády bloků před směšovačem je třeba navrhnout tak, aby tento zisk byl okolo 30 db. Celá situace je zobrazena na obr

20 Obr. 1.2: Ilustrace k směšovacím produktům Nízkošumový vstupní předzesilovač a zesilovač Tyto bloky jsou v kaskádě přijímacího řetězce zařazeny jako první. Mezi tyto bloky bývá často zařazen filtr pro definici šířky pásma daného zesilovače. Tento filtr je však také možné zařadit až za tuto kaskádu. Hlavně první blok, tedy vstupní předzesilovač, nejvíce ovlivňuje šumové poměry celé přijímací soustavy. Pro návrh je tedy nutné vybrat vhodný aktivní prvek s nízkým vlastním šumem. Dále je také nutné vybrat vhodný pracovní bod s ohledem na zesílení, šumové vlastnosti, spotřebu a dynamický rozsah. Pro návrh je třeba zvolit prioritní parametry. Další parametry jsou poté v návrhu kontrolovány. Pokud vyhovují požadavkům na zesilovač, je vše v pořádku. Pokud ale nevyhovují, je třeba přistoupit ke změně pracovního bodu nebo změně zapojení zesilovače. V krajních případech je třeba přejít k volbě jiného aktivního prvku a návrh opakovat Filtr typu pásmová propust Za zesilovačem následuje blok, který má za úkol selektivně vybrat požadovaný signál. Jedná se tedy o filtr typu pásmová propust. Na tento filtr jsou kladeny poměrně velké nároky, protože tento filtr má za úkol potlačit hlavně zrcadlovou frekvenci. V tomto případě je frekvence užitečného signálu 432 MHz. Jak bylo popsáno výše, kmitočet zrcadlového signálu je 376 MHz. Tento kmitočet by měl být potlačen alespoň o db oproti užitečnému signálu na frekvenci 432 MHz. Pro toto kmitočtové pásmo není příliš vhodné (avšak možné) použití mikropáskových vázaných vedení. Naproti tomu se k tomuto účelu poměrně dobře hodí Helical filtry, které dodává například firma Neosid Pasivní směšovač Jak bylo popsáno výše, úkol tohoto bloku je frekvenční translace užitečného signálu směrem k nižším kmitočtům. Požadavky kladené na směšovač jsou nízké konverzní 10

21 ztráty, nízký vlastní šum směšovače vysoký dynamický rozsah. Dále je také výhodné, pokud spektrum obsahuje co nejméně směšovacích produktů, které způsobují konverzní ztráty. Některé nechtěné směšovací produkty se dokonce mohou objevit v mezifrekvenčním pásmu, kde je užitečný signál, což je nepřijatelné Mezifrekvenční filtr Tento filtr je svou podstatou koncipován, jako filtr typu pásmová propust. Pásmo propustnosti je naladěno na rozdílový kmitočet oscilačního a RF signálu, tedy na signál mezifrekvenční. Úkolem tohoto filtru je vybrat z poměrně bohatého spektra směšovače právě požadovaný signál na kmitočtu 28 MHz. Přitom přenášená šířka pásma je očekávána přibližně poblíž hodnoty 2 MHz. Na těchto kmitočtech je možné takový filtr vyrobit s využitím SMD součástek Násobiče kmitočtu a signál pro brány LO směšovačů Základní signál generovaným přesným normálem je očekáván do asi 130 MHz. Tedy pro získání signálu o kmitočtu 404 MHz pro brány LO směšovačů je nutný vstupní signál o kmitočtu 101 MHz, který bude vynásoben 4x, výkonově upraven a rozdělen do obou větví. Realizace násobiče je možná několika způsoby. Základní rozdělení násobičů je možné provézt z hlediska použitých prvků, které násobení provádějí, na aktivní a pasivní. Aktivní násobiče jsou realizovány bipolárními nebo unipolárními tranzistory, naproti tomu pasivní jsou realizovány například diodami. V principu se jedná o přivedení signálu na prvek s nelineární charakteristikou, který způsobí obohacení spektra o další harmonické složky. Na výstupu takového nelineárního prvku je zařazen filtr typu pásmová propust, který je naladěn na požadovanou harmonickou složku. Čím vyšší harmonická složka je požadována, čím obtížnější je získat tuto složku bez útlumu oproti úrovni vstupního signálu. Proto se často násobiče realizují jako vícestupňové a násobí se na dvojnásobek, trojnásobek a méně často na vyšší harmonické složky. Výhodou aktivních násobičů oproti pasivním je jejich zisk. Je tedy možné v aktivním násobiči realizovat například druhou harmonickou, která bude navíc vykazovat jistý zisk oproti úrovni vstupního signálu. Nevýhodou je samozřejmě vyšší obvodová složitost. Na obr. 1.1 je uveden násobič 4x, který je následován filtrem pro výběr právě 4. harmonické složky vstupního signálu. Tento filtr má za úkol potlačit další produkty směšování vyjma požadovaného násobku. Na tento filtr jsou poměrně vysoké nároky, protože harmonické složky jiné než požadovaná by měli být potlačeny co 11

22 nejvíce. Po filtraci je třeba signál rozbočit do dvou separátních cest a výkonově upravit podle požadavků daného směšovače. Násobič tedy bude obsahovat dva výstupní signály, které by měli být v ideálním případě identické. 12

23 2 NÁVRH A SIMULACE OBVODŮ 2.1 Návrh nízkošumového vstupního zesilovače Před samotným návrhem je nutné vybrat vhodný aktivní prvek. Požadavky na tento prvek byly zhruba shrnuty v teoretickém rozboru práce. Pro tuto aplikaci byl vybrán tranzistor řízený polem ATF vyráběný firmou Avago zapouzdřený v plastovém pouzdře typu SOT-343. Je to E-pHEMT (HEMT - tranzistor s vysokou pohyblivostí nosičů náboje High Electron Mobility Tranzistor) tranzistor, který díky své technologii výroby nepotřebuje malé záporné předpětí pro nastavení pracovního bodu. To je výhoda oproti obyčejným phemt, které jsou při nulovém napětí U GS protékány saturačním proudem. Naproti tomu E-pHEMT vykazuje jen minimální vodivost při U GS = 0 V. Pracovní bod je zde nastavován, podobně jako u bipolárních tranzistorů, malým kladným napětím (v tomto případě přibližně 0.59 V). Tento fakt má několik výhod. Jedna z nich je, že není třeba zapojovat rezistor mezi nulový potenciál a elektrodu Source pro nastavení pracovního bodu (dosažení malého záporného předpětí) nebo dokonce konstruovat zdroj záporného napětí. Tento emitorový rezistor nepříznivě ovlivňoval šumové parametry zesilovače. Další nespornou výhodou je, že tranzistor je bez předpětí na hradle Gate nevodivý. Pokud by tedy došlo z nějakého důvodu k přerušení obvodu, který nastavuje pracovní bod, zesilovač by jednoduše nefungoval. Naproti tomu, pokud by se něco takového stalo u tranzistoru phemt, došlo by k prudkému nárůstu proudu tekoucího elektrodou Drain a mohlo by dojít ke zničení tranzistoru. Více informací o technologii tranzistoru je uvedeno v [3]. Základní parametry tohoto tranzistoru pro U DS = 3 V, I d = 60 ma, f = 2 GHz jsou uvedeny níže. Zisk 16.6 db Šumové číslo 0.5 db Výstupní výkon pro bod 1dB komprese 20.4 dbm Výstupní výkon pro bod zahrazení 36.2 dbm Tyto parametry jsou odečteny z katalogového listu tranzistoru [4]. Očekávané dosažené parametry se budou lišit od výše zmiňovaných z důvodu jiné pracovní frekvence. Například je očekáváno nižší šumové číslo. Vzhledem k tomu, že první nízkošumový zesilovač LNA umístěný na střeše bezprostředně u antén, není součástí tohoto projektu, není nutné vstup prvního stupně šumově přizpůsobovat. Spíše bude proveden návrh s ohledem na odolnost proti velkým signálům. Bude tedy navrhován zesilovač pro velký dynamický rozsah. Šumové nepřizpůsobení však nezpůsobí závažnější zvětšení šumového číslo. Před tímto zesilovačem bude zařazen zmiňovaný LNA, díky kterému již tento zesilovač 13

24 není kritický z pohledu šumových vlastností. Na tento předzesilovač bude navazovat zesilovač, který bude také zahrnut do této kapitoly. Pro realizaci tohoto zesilovače bude použit monolitický integrovaný zesilovač rodiny ERA, vyráběný firmou Mini-Circuits. Tento zesilovač má výhodu v tom, že už z výroby je jeho vstupní i výstupní brána širokopásmově přizpůsobena k impedanci 50 Ω. Z široké škály zesilovačů této rodiny byl vybrán ERA-4SM, který má dostatečně vysoký bod 1 db komprese a přiměřené zesílení. Základní parametry tohoto zesilovače pro kmitočet 1 GHz jsou: Zisk 14.2 db Výstupní výkon pro bod 1dB komprese 17.3 dbm Výstupní bod IP3 35 dbm Šumové číslo 4.2 db Tyto specifické hodnoty jsou převzaty z katalogového listu zesilovače [10] Výběr pracovního bodu tranzistoru ATF Výběr pracovního bodu tranzistoru je optimalizován z pohledu odolnosti proti velkým signálům. To znamená, že je třeba nalézt takový pracovní bod, pro který bude s vybraným tranzistorem co nejvyšší hodnota výstupního výkonu pro bod 1dB komprese a současně co nejvyšší hodnota OIP3. Oba požadavky vlastně znamenají zajistit linearitu zesilovače pro co nejširší rozmezí vstupních výkonů. Dále je třeba pracovní bod vybírat s ohledem na šumové číslo, které by nemělo být znatelně zhoršováno na úkor vysokým hodnot výstupního výkonu pro bod 1dB komprese. Dalším parametr, který je především od zesilovače požadován je samozřejmě zesílení. Na obrázcích uvedených v tab. 2.1 jsou uvedeny klíčové grafy převzaté z katalogového listu tranzistoru [4]. Na základě těchto závislostí byl zvolen pracovní bod U DS = 3 V a I d = 60 ma. Důvodů je hned několik. Při pohledu na obrázek a) v tab. 2.1 je patrné, že vhodné rozmezí proudu tekoucího elektrodou Drain z pohledu šumových parametrů je mezi 20 a 60 ma. Na obrázku b) ve stejné tabulce je při hodnotě 60 ma dosahováno maximálního zesílení, přičemž větší zesílení je udáváno pro úbytku napětí U DS = 3 V. Na obrázku c) v tab. 2.1 je potom dobře patrné, že při stejném proudu, tedy 60 ma, je dosaženo maximálního výstupního výkonu pro bod zahrazení. Na posledním z obrázků, obr. d) v tab. 2.1 je potom závislost bodu 1dB komprese, pro který by bylo vhodnější zvolit U DS = 4 V. Avšak signál o daném výkonu zde není očekáván. Dalším faktorem, který rozhodl pro U DS = 3 V je důvod, že zvýšení úbytku napětí na tranzistoru při zachování proudu zvyšuje ztrátový výkon, který tranzistor musí vyzářit ve formě tepla. Tento tepelný výkon pouze způsobuje zahřívání čipu tranzistoru a není vhodný. 14

25 Tab. 2.1: Přehled charakteristik tranzistoru ATF (f = 900 MHz) a) Závislost Fmin na proudu Ids b) Závislost zisku na Ids c) Závislost OIP3 na Ids d) Závislost bodu 1dB komprese na Idq Veškeré obrázky uvedené v tab. 2.1 jsou převzaty z [4] Popis vybraného Helix filtru Před samotným návrhem prvního stupně bylo vhodné nejprve vybrat vhodný filtr typu pásmová propust. Tato pásmová propust bude realizována Helical rezonátorem, který je dodáván firmou Neosid. Použití planárního filtru ve formě laděných vázaných vedení v tomto případě je možné, avšak bohužel nevhodná. Důvodem je poměrně nízká frekvence, z čehož plyne dlouhá vlnová délka, na základě které jsou tyto filtry navrhovány. Samotná realizace by obsazovala zbytečně velkou plochu, 15

26 kterou je možné využít jiným způsobem. Helical filtry dodávané firmou Neosid jsou laditelné rezonátory, které jsou pro větší účinnost filtru elektricky vázány mezi sebou a vznikají tím například dvojité vázané rezonátory. Vhodný filtr pro tento projekt je filtr s katalogovým označením Jedná se o trojitý vázaný rezonátor. Jeho základní parametry jsou uvedeny v tab Tyto parametry byly odečteny z katalogového listu firmy NEOSID [7]. V tabulce výše je parametr a vložný útlum filtru. V propustném pásmu podle Tab. 2.2: Přehled základních parametrů filtru Helix (převzato z [7]) f c Frekvenční rozsah B 3dB a Selektivita [MHz] [MHz] Min [MHz] Max [MHz] [MHz] [db] a [db] f a [db] + f tabulky výrobce slibuje vložný útlum maximálně 4.5 db. Protože tento filtr je do projektu zařazen hlavně z důvodu potlačení zrcadlové frekvence, je nutné zkontrolovat potlačení zrcadlového kmitočtu. Zrcadlový kmitočet je o 56 MHz níže než užitečný signál. Výrobce filtru udává pouze vložný útlum pro kmitočet o 40 MHz nižší nebo vyšší než je střední frekvence filtru. Pro kmitočet o 40 MHz nižší je vložný útlum minimálně 42 db. Zrcadlový kmitočet je od střední frekvence posunut o 56 MHz, což by mělo zajistit ještě větší potlačení signálu. V tomto směru byl tento filtr hodnocen, jako dostačující. Výrobce bohužel nedodává žádná další data s kmitočtovými průběhy rozptylových parametrů. Proto byl v programu Ansoft Designer V2, ve kterém bude celý zesilovač navrhován a simulován, vytvořen model filtru. Jde o jednoduchý model filtru s Chebyshevovou aproximací. Tato aproximace byla vybrána proto, že vázané rezonanční obvody můžou vykazovat v propustném pásmu jisté zvlnění, stejně jako tato aproximace. Tento filtr byl vytvořen tak, aby co nejvěrněji odpovídal údajům uvedeným v tab Vhodnější způsob by bylo získání parametrů filtru měřením vzorku filtru. Avšak pro návrh nejsou přesné hodnoty nezbytně důležité. Na obr. 2.1 je zobrazen parametr s 11 a s 21 modelovaného filtru. Na uvedeném obrázku jsou uvedeny S parametry simulovaného filtru. Bohužel se nepodařilo dosáhnout přesně stejných parametrů, jako udává výrobce, avšak jednotlivé hodnoty se příliš neliší. Šířka propustného pásma pro pokles o 3 db je zadána jako vstupní parametr filtru a je tedy přesná. Vložný útlum na středním kmitočtu a na kmitočtu o 40 MHz nižším než je střední kmitočet filtru jsou pouze přibližné. Vložný útlum v propustném pásmu simulovaného filtru je 4.68 db, což ukazuje Marker 1 na obr Tato hodnota je jen nepatrně rozdílná od hodnoty 16

27 Obr. 2.1: S parametry modelovaného filtru udávané výrobcem. Hodnota vložného útlumu pro kmitočet o 40 MHz nižší než je střední kmitočet filtru je udávána Markerem 2 na stejném obrázku. Její hodnota je db. Důležité je hlavně potlačení zrcadlové složky. O hodnotě útlumu na tomto kmitočtu (376 MHz, viz. kapitola 1.2) není od výrobce žádný údaj a je možné se o jeho hodnotě pouze domnívat Návrh zesilovače v programu Ansoft Designer V2 Před samotným návrhem zesilovače byl vytvořen prvek zesilovače ATF-54143, protože tento prvek v knihovnách programu Ansoft Designer V2 nebyl. Pro zjednodušení byl vytvořen pouze linearizovaný model, který je svými parametry vázán na pracovní bod. K modelu tedy byla připojena data S parametrů vydávaná výrobcem pro pracovní bod určený v kapitole Data jsou standardně vydávána v souborech s příponou.s2p, kterým se říká touchstone. Dále bylo přistoupeno k samotnému návrhu zesilovače. Prvním bodem návrhu je vyšetření stability a případné zajištění stabilního stavu tranzistoru. Při návrhu byly využity poznatky z aplikačních poznámek [5] a [6], kde jsou uvedeny příklady návrhu nízkošumových zesilovačů. 17

28 Obr. 2.2: Schéma pro vyšetření stability Vyšetření stability zesilovače Pro vyšetření stability zesilovače bylo vycházeno ze schematu, které je zobrazeno na obr Zde jsou uvedeny pouze vstupní a výstupní port, tranzistor a simulovaný filtr. Výsledkem simulace jsou S parametry této kaskády. Pro vyšetření stability je možné použít Rolletovo kritérium, jehož hodnota musí být pro absolutně stabilní zesilovač větší než 1 v širokém kmitočtovém pásmu. To však často není nutné. V tomto případě bude vyšetřována stabilita pomocí křivek stability zobrazených ve Smithově diagramu. Pro tento účel je nutné nejprve zjistit oblast kmitočtů, kde se tranzistor chová nestandardně. To je možné zjistit z průběhu S parametrů, konkrétně je třeba se zaměřit na s 11 a s 22. Ty by v širokém rozmezí kmitočtů neměli přesáhnout hodnotu 0 db. Ze simulací, jejichž výsledek je uveden na obr. 2.3, je patrné, že nestabilní oblast zesilovače je zhruba od 380 MHz do 430 MHz. Simulace byla provedena pro kmitočty 100 MHz až 6 GHz. Na uvedeném obrázku je uvedena pouze část výsledků, která je ale podstatná. Z důvodu stability byl tedy do obvodu u elektrody Drain zařazen podélný rezistor o velikosti 27 Ω. Po simulaci toto opatření však nebylo dostatečné. Další možností je zařazení malé záporné zpětné vazby do obvody elektrody Source. Tato možnost byla ověřena např. v [5]. Tato zpětná vazba je tvořena dvěma identickými cívkami (z důvodů dvakrát vyvedené elektrody Source). Nemá tedy na stejnosměrné poměry žádný vliv. Tyto cívky budou realizovány planárně. Jejich rozměry byly převzaty z [5], kde je využit jiný tranzistor GaAs, avšak princip se nezmění. Tyto rozměry byly upraveny pomocí Ansoft Designeru na hodnoty vhodné vzhledem k používaným frekvencím v tomto projektu. Výsledná šířka a délka každé z obou cívek je 0.5 mm resp. 3.1 mm. Oblast impedancí, které způsobí nestabilní stav zesilovače je možné vyšetřit pomocí Smithova diagramu, do kterého se zakreslí tzv. kružnice stability pro vstupní a výstupní rovinu. Tyto kružnice určují rozhraní mezi stabilním a potenciálně nestabilním stavem. Stabilní jsou vždy impedance bud uvnitř nebo vně kružnice. To 18

29 Obr. 2.3: S parametry zesilovače zda jsou impedance zajišt ující stabilní stav uvnitř nebo vně kružnice stability určuje bod 1+0j. Pokud se tento bod nachází vně kružnice, potom jsou všechny impedance vně kružnice stabilní. Na obr. 2.5 je uveden výsledek pro vyšetřovaný zesilovač po zapojení výše popisovaných obvodů. Obr. 2.4: Schéma zesilovače se zajištěnou stabilitou 19

30 Z obrázku je patrné, že kružnice stability pro vstupní rovinu je vně kladných impedancí a to znamená, že neexistují žádné kladné impedance, které by mohli zajistit nestabilní stav zesilovače. Kružnice pro výstupní rovinu nebyla programem zobrazena, protože se v daném měřítku vůbec neobjevuje. Stabilní stav ve výstupní rovině je tedy také zajištěn. Výsledné schéma stabilního zesilovače je na obr Parametry S zde již nejsou uváděny. Vstupní a výstupní činitel odrazu klesly pod hodnotu 0 db, což bylo požadováno. Obr. 2.5: Smithův diagram s kružnicí stability pro vstupní a výstupní rovinu Návrh přizpůsobovacích obvodů Vzhledem k tomu, že po zajištění stability má tranzistorový stupeň zisk okolo 18 db a očekávané zesílení druhého stupně (ERA-4) je 14 db, bude celkové zesílení již dostatečné vzhledem k dynamickému rozsahu. Proto budou navrženy obvody pro šumové přizpůsobení zesilovače. Přizpůsobení zesilovače šumově znamená to, že impedance připojená na vstup zesilovače musí být transformována na takovou impedanci, na které má daný tranzistor minimální šumové číslo. Toho je možné dosáhnout opět pomocí Smith tool obsažené v programu Ansoft Designer. Po zobrazení Smithova diagramu byla vybrána frekvence 432 MHz (střední frekvence zesilovače). Program vypsal minimální šumové 20

31 číslo 0.16 db. Byla tedy zobrazena kružnice šumového čísla pro 0.16 db, což je vlastně kružnice s nulovým poloměrem. Tento bod odpovídá impedanci, která když je připojena na vstup tranzistoru, tak má tento stupeň minimální šumové číslo. Protože hodnota impedance připojená na vstup zesilovače je očekávána na 50 Ω, je třeba tuto impedanci transformovat na impedanci, na které tranzistor šumí minimálně. To je možné podle Ansoft Designeru zajistit podélně zapojenou cívkou nh a vedení o elektrické délce 22.5 na kmitočtu 432 MHz. Na vstup tranzistoru byla tedy zapojena podélná cívka o nominální hodnotě 15 nh a vedení, které odpovídá zmiňované délce. Šumové číslo touto úpravou kleslo z hodnoty 0.26 db na hodnotu 0.16 db. Výsledné S-parametry společně s šumových číslem je možné vidět na obr Obr. 2.6: S-parametry a šumové číslo po připojení přizpůsobovacích obvodů Návrh napájecích obvodů z pohledu vf signálu Po šumovém přizpůsobení je možné přistoupit k návrhu napájecích obvodů pro nastavení pracovního bodu. Napájecí obvody však není možné připojit přímo k daným elektrodám tranzistoru, ale je nutné tyto obvody vhodně oddělit. Jednou možností je využít transformačních vlastností čtvrtvlnného vedení. To ale není pro tento zesilovač, vzhledem k provozovaným kmitočtům, optimální. Je ale možné využít cívku, 21

32 která bude mít na pracovním kmitočtu vysokou impedanci. Zvolena byla cívka o indukčnosti 220 nh, který má na kmitočtu 432 MHz reaktanci X L = 2πf L = 2π = 597 Ω. (2.1) Velikost cívky byla zvolena na základě [6], kde je uveden návrh podobného zesilovače. Aby bylo potlačení pracovní frekvence dostatečně účinné, byla cívka vysokofrekvenčně zkratována kondenzátorem o kapacitě 22 nf, která má na stejném kmitočtu reaktanci X C = 1 2πf C = 1 2π = Ω. (2.2) Tento obvod zajistí potlačení signálu na pracovní frekvenci. Aby byly potlačeny vysokofrekvenční signály jiných kmitočtů, je zde v kaskádě zapojena ještě dolní propust tvořená RC článkem. Velikost odporu byla zvolena 50 Ω, aby byly dodrženy impedanční poměry. Velikost kondenzátoru byla zvolena o něco vyšší, než kondenzátor uvedený výše. V tomto případě 68 nf. Tento obvod byl připojen k elektrodě Gate a to konkrétně do bodu nejnižší impedance. To z důvodu, aby co nejméně ovlivňoval signál na pracovní frekvenci, protože tento obvod má poměrně velkou impedanci ve srovnání s 50 Ω. Odsimulováním obvodu bylo ověřeno, že na pracovních frekvencích přidaný obvod nemá téměř vliv. Dále byl ještě do tohoto obvodu zapojen rezistor o hodnotě 10 kω, který má za úkol omezit proud tekoucí do elektrody Gate v případě vysokého vybuzení tranzistoru. Tento proud by jinak mohl daný tranzistor poškodit. Zařazení tohoto odporu je v souladu s katalogovým listem[4], kde je výrobci pro aplikace doporučován. Dále bylo přistoupeno k návrhu obvodů pro elektrodu Drain. Na této elektrodě je prakticky shodný signál, jako na elektrodě Gate, jen je zesílen. Je tedy možné použít velmi podobný obvod i zde. Protože byl zvolen pracovní bod tranzistoru U DS = 3 V a I d = 60 ma, je třeba vyřadit rezistor 10 kω a zbylý rezistor přepočítat. Celý zesilovač bude napájen stabilizovaným napětím 5 V. Velikost rezistoru připojeného k elektrodě Drain je tedy R c = U CC U DS = 5 3 I d 0.06 = 33.3 Ω. (2.3) S využitím již zapojeného rezistoru 27 Ω je třeba rezistor jen 6.3 Ω. Tato hodnota však bude v následující části definována přesněji. Následně po tomto návrhu je nutné stejnosměrně oddělit vstup a výstup zesilovače, aby stejnosměrný signál nebyl jinými obvody zkratován nebo aby jiné obvody nepoškodil. K tomuto účelu byly do cesty signálu na vstupu zesilovače a výstupu zařazeny kondenzátory o kapacitě 220 pf, které mají na pracovním kmitočtu reaktanci X C = 1 2πf C = 1 2π = Ω. (2.4) 22

33 Výsledný obvod je uveden na obr Obr. 2.7: Schéma prvního stupně s obvody pro nastavení pracovního bodu Výpočet součástek pro nastavení pracovního bodu Při návrhu bude čerpáno z doporučeného a vyzkoušeného zapojení, uvedeného v katalogovém listu tranzistoru ATF ([4]). Preciznost teplotní stabilizace pracovního bodu zde není tolik důležitá, protože se předpokládá umístění zařízení v prostředí s poměrně stálou okolní teplotou. Proto bylo vybráno schéma pouze s pasivními součástkami, tedy rezistory. Konkrétní zapojení je uvedeno na obr Vstupní parametry pro výpočet zbylých součástek jsou: V DD = 5 V U ds = 3 V U ds = 60 ma V gs = 0.59 V I g = 2 ma Hodnoty vybrané pro pracovní bod jsou popsány výše, v části Napětí U gs = 0.59 V je určeno z katalogového listu tranzistoru ([4]) z typických voltampérových charakteristik. Hodnota proudu I g = 2 ma je hodnota tekoucí odpory R1 a R2. Proud tekoucí do elektrody Gate je zanedbatelný a odporový dělič R1, R2 je možné považovat za nezatížený. S těmito vstupními parametry je již možné přistoupit k vlastnímu výpočtu zbylých hodnot odporů. Nejprve je nutné vyčíslit úbytek na rezistoru zapojeném na elektrodu Drain, který má hodnotu 27Ω: U R = R I ds = = 1.62 V (2.5) 23

34 Obr. 2.8: Zapojení nastavení pracovního bodu ATF (převzato z [4]) Hodnota odporu R3 je tedy: R3 = V DD V ds U R = = 6.12 Ω (2.6) I ds + I g (60 + 2) 10 3 Tuto hodnotu je třeba zaokrouhlit do řady, výsledná hodnota R3 je 5.6Ω. Pro stálý úbytek napětí na tomto rezistoru musí nutně stoupnout proud jím protékající na hodnotu: I R3 = V DD V ds V R R3 = = ma (2.7) Požadovaná velikost klidového proudu tekoucího do elektrody Drain je 60 ma, proto zbylý proud musí téct odporovým děličem nastavujícím předpětí elektrody Gate tranzistoru. Přitom požadovaný úbytek na rezistoru R1 je 0.59 V. Proud tekoucí větví do elektrody Gate je možné podle výše zmiňovaného zanedbat a proto odpor R1 je: R1 = U gs I R3 I ds = 0.59 = 75 Ω (2.8) ( ) 10 3 Úbytek na rezistoru R2 a odpor tohoto rezistoru potom je: U R2 = U ds + U R U R3 = = 4.03 V (2.9) 24

35 R2 = U R2 I R3 I ds = 4.03 = 512 Ω (2.10) ( ) 10 3 Hodnota R2 byla zaokrouhlena do řady vyráběných rezistorů na hodnotu 560 Ω, hodnota R1 je nezaokrouhlena, protože tento rezistor bude nahrazen odporovým trimrem, pro přesné nastavení pracovního bodu. 2.2 Návrh druhého stupně zesilovače V další fázi návrhu byl vytvořen linearizovaný model zesilovače ERA-4, jehož základní parametry byly popsány výše v kapitole 2.1. Pro potřeby návrhu byly získány, stejně jako pro tranzistor ATF-54143, S-parametry ve formě souboru pro daný pracovní bod. Pracovní bod je zde nastavován pouze klidovým pracovním proudem. Klidový pracovní proud byl zvolen na 78 ma z důvodu nízkého šumového čísla při tomto proudu. Typický úbytek napětí na tomto zesilovači je 4.6 V. Pro napájecí napětí 8 V je výrobci v katalogovém listu [10] doporučen rezistor 52.3 Ω. Blokovací kondenzátor bude zvolen, stejně jako pro tranzistor, 22 nf. Pro lepší potlačení vysokofrekvenčních složek v napájecích obvodech je dále výrobcem doporučováno sériově s rezistorem zapojit ještě cívku. Její hodnota byla zvolena na hodnotu 680 nh. Pořadí jednotlivých bloků je možné určit pomocí výpočtu celkového šumového čísla s využitím Friisova vztahu, který je uveden například v [1] a také s ohledem na odolnost proti velkým signálům. Právě kritérium odolnosti proti velkým signálům je považováno jako prioritní. Proto byla odečtena šumová čísla, dosažitelná zesílení z programu Ansoft a z katalogových listů byly odečteny hodnoty výkonu pro bod OIP3. Všechny tyto hodnoty jsou uvedeny v tab Jednotlivé hodnoty byly z db přepočítány na absolutní hodnoty. Tab. 2.3: Hodnoty pro výpočet celkového šumového čísla kaskády ATF ERA-4 filtr A pa [db] A pa [ ] F[dB] F[ ] OIP3[dBm] Jako první bude zcela jistě zařazen zesilovač s ATF-54143, který má mnohem menší šumové číslo než další dva bloky při nejvyšším zesílení. Níže je vypočteno šumové číslo pro řazení bloků ATF filtr ERA-4 a ATF ERA-4 25

36 filtr. F = F 1 + F 2 1 A pa1 + F 3 1 A pa1 A pa2 +, (2.11) kde A pa1, A pa2 jsou dosažitelná výkonová zesílení a F 1, F 2, F 3 jsou šumová čísla jednotlivých bloků. Řazení bloků ATF filtr ERA-4 F = Řazení bloků ATF ERA-4 filtr F = = db (2.12) = db (2.13) V tab. 2.4 jsou uvedeny výsledky výpočtů provedených výše společně s výsledky získanými programem Ansoft Designer. Je patrné, že bloky je třeba řadit v pořadí ATF ERA-4 filtr. Společně s těmito hodnotami jsou v tabulce hodnoty získané programem AppCAD. Jako správné hodnoty jsou však považovány hodnoty určené programem Ansoft Designer, protože hodnoty určené Friisovým vztahem platí pouze pro kaskádu bloků, které jsou přizpůsobené na danou impedanci (v tomto případě 50 Ω). Hodnoty jednotlivých bloků však nejsou dokonale přizpůsobeny a proto jsou hodnoty určené Friisovým vztahem zatíženy chybou. Tab. 2.4: Hodnoty výsledného šumového čísla pro různé řazení bloků ATF ERA-4 filtr ATF filtr ERA-4 Výpočet Ansoft Designer AppCAD Dále bylo pomocí programu AppCAD hodnota OIP3 celého řetězce těchto tří bloků při různém řazení. Přitom zesilovač s tranzistorem ATF zůstal samozřejmě jako první blok. Výsledky jsou uvedeny v tab Z výsledků je patrné, že řazení bloků, kdy filtr je zařazen mezi zesilovači je vhodnější z pohledu odolnosti proti signálům s velkým výkonem a to o hodnotu 4.42 db. Společně s těmito hodnotami je v uvedené tabulce vypsán parametr SFDR (Dynamický rozsah bez intermodulačních složek Single Frequency Dynamic Range ), který potvrzuje výše popsané. Vzhledem k tomu, že navrhovaný zesilovač nebude zařazen bezprostředně za anténu, ale tento vstupní díl bude předcházet anténní předzesilovač, bude dána přednost odolnosti proti velkým signálům na úkor šumového čísla. Řazení bloků 26

37 Tab. 2.5: Výsledné hodnoty OIP3 pro různé řazení bloků ATF ERA-4 filtr ATF filtr ERA-4 OIP3 [dbm] SFDR [db] Obr. 2.9: S-parametry vstupního dvoustupňového selektivního zesilovače tedy bude v pořadí ATF filtr ERA-4. Výsledné S-parametry této kaskády společně s šumovým číslem jsou uvedeny na obr Z obrázku je patrné, že dosažené zesílení v dané konfiguraci je db při šumovém čísle 0.27 db. Na obr je potom uvedeno schéma dané kaskády. Ve výše uvedeném byly obvody simulovány pouze s S-parametry tranzistoru a zesilovače a jako takový byl model tedy pouze linearizovaný. 2.3 Nelineární model zesilovače Pro ověření funkčnosti a také pro další simulace byly vytvořeny nelineární modely obou aktivních prvků. Na základě těchto nelineárních modelů bylo vytvořeno schéma 27

38 Obr. 2.10: Model vstupního dvoustupňového selektivního zesilovače shodné s obr Na toto schéma již bylo nutné dodat stejnosměrný zdroj, díky kterému se vhodně nastavil pracovní bod tranzistoru. Výsledné S-parametry obou modelů je možné shlédnout v příloze (A.1). Hodnota zesílení na kmitočtu 432 MHz se lišila o 1.17 db, což je poměrně nízká hodnota. Proto i přes malý nedostatek ve formě nemožnosti zobrazení šumového čísla u nelineárního modelu je považován tento model jako vhodný pro další práci. Jakékoli další úpravy, změny hodnot součástek aj., byly dále prováděny na obou schématech a výsledky konfrontovány. Navíc s nelineárním modelem bylo možné simulovat závislost výstupního výkonu na vstupním. Na obr je uvedena závislost výstupního výkonu na vstupním výše zmiňované kaskády. Na tomto obrázku je patrná značná výhoda oproti linearizovanému modelu, protože tuto závislost až do stavu nasycení není možné s linearizovaným modelem získat. Dále byla využita výhoda vytvořeného nelineárního modelu aktivních prvků a dále byly ověřeny závěry ze stati 2.2. V tab. 2.6 jsou zopakovány výsledky bodu OIP3 vypočteného programem AppCAD a společně s těmito hodnotami jsou v této tabulce uvedeny hodnoty simulované s nelineárním modelem zesilovače v programu Ansoft Designer V2. Hodnoty se bohužel poměrně liší, ale to je s velkou pravděpodobností dáno tím, že program AppCAD počítá s bloky, které nemají ztrátové prvky a také jsou dokonale přizpůsobeny, což není v simulovaném obvodu zajištěno. Dalším zdrojem této nesrovnalosti je také fakt, že hodnoty OIP3 jednotlivých bloků 28

39 Obr. 2.11: Simulace závislosti výstupního výkonu na vstupním byly odečteny z grafů uvedených v katalogových listech a vloženy do programu App- CAD. Naproti tomu v simulovaném obvodu již záleží na nastaveném pracovním bodu aktivních prvků. V tento moment však není důležitá absolutní hodnota bodu OIP3, který je pouze imaginárním bodem, kterého nelze dosáhnout, ale rozdíl hodnot při různém řazení bloků. Rozdíl v případě výpočtu programem AppCAD je 4.42 db reps db pro simulovaný obvod programem Ansoft Designer. Tyto hodnoty jsou téměř totožné a potvrzují závěry z kapitoly o návrhu druhého stupně zesilovače. Tab. 2.6: Výsledné hodnoty OIP3 pro různé řazení bloků OIP3 [dbm] ATF ERA-4 filtr ATF filtr ERA-4 AppCAD Ansoft Designer

40 2.4 Výběr reálných komponent První stupeň je kritickým místem z pohledu šumového čísla celého zesilovače a proto hlavně zde je třeba výběr komponent provádět obezřetně. Ideální cívka zařazená na elektrodu Gate tranzistoru ATF (schéma obr. 2.6) je jednou z těchto kritických součástek. Při pokusu vložit zde neideální cívku se šumové číslo velmi zvyšovalo, což je nežádoucí. Nejlepších výsledků bylo dosaženo tvorbou malé planární cívky ve formě podkovy, která šumové číslo zvedla o 0.02 db. Výběr dalších komponent jako jsou vazební kondenzátory atd. byl prováděn na základě nabídky firem GM Electronics a GES. Dále byl upraven model pásmové propusti Helix filtru tak, aby věrněji simuloval chování reálného filtru vyráběného firmou Neosid. Kondenzátory byly modelovány ideálními kondenzátory se ztrátovým činitelem tg(δ) a cívky ideálními induktory se ztrátovým činitelem. Vlastnosti obvodu se podle očekávání zhoršily. Výsledné s-parametry zesilovače s modely reálných součástek je uveden na obr Na kmitočtu bylo po zavedením součástek se základními parazitními veličinami dosaženo výsledků, které jsou uvedeny v tab Tab. 2.7: Parametry simulované s modely reálných součástek s 11 [db] s 21 [db] NF[dB] Výběr a simulace směšovače Z velkého spektra vyráběných směšovačů, byl vedoucím práce doporučen směšovač RMS-30, který je vyráběn firmou Mini-Circuits. Jedná se o obvod dvojitě vyváženého směšovače a jeho vnitřní zapojení je možné vidět na obr (převzato z [12]). Jeho použití výrobce udává v pásmu MHz. Jeho základní parametry jsou: Konverzní ztráty 4.94 db Vstupní výkon na bráně RF pro bod 1dB komprese 1 dbm PSV na bráně RF 1.63 PSV na bráně LO 3.34 Izolace mezi branami LO RF db Izolace mezi branami LO IF db Veškeré parametry výše popisovaného směšovače jsou uvedeny pro RF = 400 MHz a LO = 430 MHz. Injekce na bráně LO je +7 dbm. Dále byly na stránkách firmy Mini-Circuits získány parametry tohoto směšovače, které je možné nalézt v [13]. 30

41 Obr. 2.12: S-parametry zesilovače s modely reálných součástek Obr. 2.13: Vnitřní zapojení směšovače RMS-30 Na základě těchto parametrů byla zvolena injekce do brány LO na +7 dbm. Díky těmto parametrům byl vytvořen v programu Ansoft Designer nelineární model tohoto směšovače a byl zařazen do kaskády výše popisované. Díky těmto datům bylo možné simulovat i výstupní spektrum signálu zesíleného a směšovaného dolů, do mezifrekvenční oblasti. Ve výše jmenovaném souboru jsou uvedeny i kombinační složky produkované na bráně IF. Tato data byla zahrnuta do modelu. Na obr je uvedeno výstupní spektrum signálu s kmitočtem 432 MHz. Vstupní výkon byl nastaven na -50 dbm, tento signál byl zesílen navrženým zesilovačem a přiveden na RF bránu směšovače. Na bránu LO byl přiveden signál o výkonu +7 dbm a kmitočtu 404 MHz, jak je uvedeno v části 1.1. Kombinační složka na kmitočtu 28 MHz je chtěným pro- 31

42 Obr. 2.14: Výstupní spektrum zesíleného a směšovaného signálu duktem směšování (rozdílový kmitočet). Ostatní spektrální čáry jsou nežádoucí, avšak není možné se jich zbavit úplně. Proto je třeba za směšovač zařadit mezifrekvenční filtr (dále IF filtr). Výkon spektrální čáry na kmitočtu 28 MHz je dbm, což dobře odpovídá teoretické hodnotě, kterou je možné vyčíslit jako P out = P in + G c + A m = = 24.5 dbm, (2.14) kde P out je výkon spektrální čáry na výstupu směšovače na kmitočtu 28 MHz, P in je výkon, kterým je buzen zesilovač, G c je zisk kaskády ATF filtr ERA- 4 a konečně A m je konverzní zisk směšovače. Tato hodnota konverzního zisku je uvedena v pdf soubory s daty, který je dodáván výrobcem [13] pro kmitočet RF 400 MHz, a kmitočet LO 430 MHz. U brány LO je předpokládán výkon +7 dbm. Hodnota db se bohužel rozchází s katalogovým listem, avšak nepodstatně. Je vidět, že hodnoty se liší o méně než 1 db. To je způsobeno hlavně nepřizpůsobením jednotlivých bloků zesilovače, kde se část energie odrazí zpět ke zdroji. Proto je teoretická hodnota výkonu vyšší než simulovaná. 32

43 2.6 Návrh mezifrekvenčního filtru Mezifrekvenční filtr by měl by poměrně selektivní pro případné odstranění nežádoucích produktů směšování. Proto je na tento blok kladen důraz a níže jsou uvedeny návrhy dvou typů mezifrekvenčních filtrů, tedy filtrů typu pásmová propust. První z návrhů využívá vázaných rezonančních obvodů. Naproti tomu druhý filtr jsou kaskádně zapojené dva filtry. První z nich je filtr typu dolní propust naladěný poněkud výše než je očekávaný mezifrekvenční signál. Druhý filtr je typu horní propust a tento je naladěn níže než je mezifrekvenční signál. Spojením těchto filtrů do kaskády vzniká opět filtr typu pásmová propust Vázané rezonanční obvody s kapacitními odbočkami Jak bylo uvedeno ve stati 1.2.4, tento obvod je filtr typu pásmová propust, od kterého je požadována šířka pásma B = 2 MHz. Mezifrekvenční signál je přitom očekávám na kmitočtu 28 MHz. Z těchto hodnot je tedy možné vyčíslit výslednou jakost daného filtru, jako: Q = f c = = 14 [ ] (2.15) B Topologie filtru byla zvolena jako paralelní rezonanční obvody, které spolu budou vázány kapacitně. A to hned z několika důvodů. Činitel jakosti kondenzátorů je ve většině případů mnohem větší než činitel jakosti cívek. Proto je zvolena vazba kondenzátory. V případě volby vazby induktivní by měl filtr zbytečně velký vložný útlum, což je nežádoucí. Dále je vhodnější pro pásmové propusti (případně i zádrže) vyšších řádů podle [11] zvolit topologii s vázanými rezonančními obvody pro velký rozptyl a extrémní hodnoty některých součástek. Níže jsou uvedeny vztahy 2.16, 2.17, 2.18, kde f 0 je střední kmitočet filtru, R je impedance filtru, f je šířka pásma filtru, a i je i-tý koeficient odečtený z katalogu filtrů. Tento katalog filtrů je uveden například v [11]. Konstanta m je rovna 1 pro krajní rezonanční obvod a hodnoty 2 pro vnitřní rezonanční obvod. C v = 1 2π f 0 R (2.16) C i = L i = f R 2π f 2 0 a i (2.17) 1 4π 2 f 2 0 L i m C v (2.18) Pro návrh filtru se středním kmitočtem f 0 = 28 MHz a šířkou pásma B = 2 MHz byla zvolena Čebyševova aproximace se zvlněním 0.1 db v propustném pásmu. Počet 33

44 Tab. 2.8: Konstanty pro návrh filtru odečtené z [11] a a a Obr. 2.15: Ke kapacitní vazbě rezonančních obvodů byl zvolen na 3. Konstanty odečtené z katalogu filtrů [11] jsou uvedeny v tab Impedance filtru byla zvolena na hodnotu 600 Ω. Návrh filtru: C 1 = C 2 = 1 C v = = 9.47 pf 2π (2.19) L 1 = = nh 2π ( ) (2.20) L 2 = = nh (2.21) 2π ( ) L 3 = L 1 = nh (2.22) 1 4π 2 ( ) = pf (2.23) 1 4π 2 ( ) = pf (2.24) C 3 = C 1 = pf (2.25) Protože byl ale filtr navržen na 600 Ω je nutné tento filtr impedančně přizpůsobit. Zde je možné s výhodou použít kapacitní vazbu. Podle [1] je možné krajní kondenzátory rozdělit a vytvořit tak vhodnou odbočku. Na obr je uvedeno ilustrativní schéma, pro které zde budou uvedeny vzorce. 34

45 Pokud poměr mezi napětími U 2 a U 1 označíme p, je možné psát následující: p = U 2 U 1 = C a C a + C b (2.26) Z 2 = p 2 Z 1, (2.27) kde Z 2 je impedance na odbočce a Z 1 je impedance celého obvodu. Spojením rovnic 2.26 a 2.27 společně se vztahem pro sériovou kombinaci kondenzátorů získáme C b = C Z1 Z2 C a = C C b C b C (2.28) (2.29) Obr. 2.16: Schéma simulovaného filtru s vázanými rezonančními obvody Po dosazení je možné psát C b = = pf, (2.30) C a = = pf. (2.31) Tento obvod byl modelován v programu Ansoft Designer. Schéma tohoto filtru je na obr a na obr jsou uvedeny S-parametry tohoto filtru. Jak je patrné i ze schématu, nebyl obvod simulován s ideálními součástkami, ale činitel jakosti kondenzátorů byl nastaven na 300 a činitel jakosti cívek byl nastaven na

46 Obr. 2.17: S-parametry simulovaného filtru s vázanými rezonančními obvody Kaskáda filtrů typu dolní a horní propust Tento filtr představuje, tak jak název napovídá, kaskádní zařazení dvou nezávislých filtrů vyššího řádu. A to konkrétně filtru typu dolní propust a horní propust. Návrh jednotlivých filtrů byl ponechán vestavěnému kalkulátoru programu Ansoft Designer V2. Tento návrhový systém je velmi robustní. Proto byla zvolena právě tato cesta a díky snadnému návrhu bylo simulováno poměrně velké množství filtrů. Pro oba filtry byla zvolena aproximace Čebyševova, která slibuje vyšší strmost přechodu z propustného pásma do nepropustného oproti Butterworthově aproximaci. To je ale vyrovnáno faktem, že Čebyševova aproximace má jisté zvlnění v propustném pásmu. To v tomto případě příliš nevadí, protože propustné pásmo není nijak široké. Navíc hodnotu tohoto zvlnění je možné zadat do návrhového prostředí Ansoft Designer na požadovanou hodnotu. Hodnota tohoto zvlnění byla zvolena na hodnotu 0.5 db a to jako kompromis mezi dostatečně strmým přechodem mezi propustným a nepropustným pásmem a velikostí zvlnění v propustném pásmu. Řád obou filtrů byl zvolen na hodnotu 5, zmiňovaná aproximace tedy Čebyševova se zvlněním 0.5 db v propustném pásmu. Mezní kmitočet dolní propusti byl zadán 36

47 na hodnotu 29 MHz. Tato hodnota byla určena jako hodnota středního kmitočtu pásmové propusti a poloviny šířky jejího pásma: f m,dp = f s + B 2 = = = 29 MHz (2.32) 2 Mezní kmitočet horní propusti byl naopak zvolen jako střední kmitočet pásmové propusti minus polovina šířky pásma tohoto filtru: f m,hp = f s B 2 = = = 27 MHz (2.33) Obr. 2.18: S-parametry kaskádního zapojení dolní a horní propusti Kmitočtová charakteristika parametru s 11 a s 21 po propojení obou navržených filtrů je uvedena na obr Je třeba doplnit, že uvedené charakteristiky jsou vypočteny pro kondenzátory s činitelem jakosti Q = 5000 a cívky s činitelem jakosti Q = Shrnutí a výběr topologie Z důvodu snazší realizace z podhledu nižšího počtu součástek a také lepších elektrických vlastností IF filtru byla vybrána topologie kaskádního řazení dolní propusti a horní propusti. Tato topologie má také tu výhodu, že nepatrně lepšího průběhu činitele odrazu na vstupu (parametr s 11 ). 37

48 2.6.4 Výber komponent Protože součástky s hodnotami jakosti uvedenými v části není snadné zajistit, bylo nutné hodnoty upravit. Hodnoty jednotlivých součástek bylo nutné zaokrouhlit na hodnoty, které je možné zakoupit (řada E12 příp. E24). Kondenzátory s jejich činiteli jakosti byly nahrazeny modely kondenzátorů a ztrátového činitele a činitele jakosti cívek byly sníženy na hodnotu 50. Avšak po shlédnutí několika katalogových listů SMD cívek bylo zjištěno, že i hodnotu činitele jakosti Q = 50 je velmi obtížné splnit. Proto bylo hledáno jiné řešení realizace cívek. Jako možné řešení se pro dané hodnoty (stovky nh) jevila možnost realizace vlastních vzduchových cívek. Toto řešení má ale tu nevýhodu, že vzduchové cívky používají jako jako magnetický materiál vzduch, který sice zajistí vysoký činitel jakosti, ale tyto cívky by se navzájem ovlivňovaly. Dalším možným řešením je realizace vlastních cívek realizovaných na zakoupené kostřičce se šroubovacím jádrem. Tím je možné získat cívku, jejíž hodnotu je možné nastavit pomocí zasunutí jádra do kostřičky. Níže, na obr. 2.19, jsou uvedeny S-parametry popsaného IF filtru. Hodnota činitele jakosti cívek byla nastavena na hodnotu 50. Obr. 2.19: S-parametry kaskády dolní a horní propusti s uvážením reálných prvků 38

49 2.6.5 Realizace laditelných cívek pro potřeby IF filtru Dle výše popsaného byly zakoupeny sady pro výrobu cívek. Níže jsou uvedeny naměřené hodnoty jednotlivých realizovaných cívek. Veškeré níže uvedené hodnoty byly určeny pomocí měřicího přístroje TESLA BM409. Na prvním řádku tabulek je uveden rezonanční kmitočet měřené cívky, na kterém rezonuje s externě připojenou kapacitou. Na druhém řádku je potom nastavená hodnota kapacity a konečně na třetím řádku je uvedena vypočtená indukčnost dané cívky na daném kmitočtu. Uvedené hodnoty indukčností jsou již zmenšeny o L 0 = 2.9 nh, což je hodnota, kterou udává výrobce měřicího přístroje jako vnitřní parazitní indukčnost měřicí soustavy. Hodnota indukčnosti přívodů k cívkám byla zanedbána vzhledem k předpokládaným hodnotám jednotek nh. Výsledné cívky totiž budou finálně doladěny přímo v IF filtru. Společně s tabulkami je také uveden příklad výpočtu indukčnosti cívky. Hodnoty indukčností nejsou příliš kritické vzhledem k faktu, že budou doladěny pomocí šroubovacích jader. Proto nebyla vyvinuta snaha přiblížit se maximálně k požadované hodnotě, ale pouze se k této hodnotě přiblížit. Důležitým faktorem bylo zjištění činitele jakosti jednotlivých cívek. Zjištěné hodnoty byly zaneseny do schématu v Ansoft Designeru, kde byl obvod znovu odsimulován. Každá cívka byla realizována ve dvou samostatných exemplářích. Důvodem je realizace dvou shodných vstupních částí, kde každá z nich musí obsahovat mezifrekvenční filtr. Cívka 190 nh f 0 = 1 2 π LC L = 1 (2 π f) 2 C (2.34) Lx = 1 (2π f) 2 C L 0 = 1 (2π ) = nh (2.35) Tab. 2.9: Parametry cívky 1 s požadovanou indukčností 190 nh f 0 [MHz] C [pf] Lx [nh] Střední hodnota indukčnosti dané cívky je nh, změřená hodnota činitele jakosti Q je 61. Parametry druhé cívky jsou obdobné, indukčnost nh a činitel jakosti Q je

50 Cívka 250 nh Tab. 2.10: Parametry cívky 1 s požadovanou indukčností 250 nh f 0 [MHz] C [pf] Lx [nh] Střední hodnota indukčnosti dané cívky je nh, změřená hodnota činitele jakosti Q je 68. Parametry druhé cívky jsou obdobné, indukčnost nh a činitel jakosti Q je 69. Cívka 335 nh Tab. 2.11: Parametry cívky s požadovanou indukčností 335 nh f 0 [MHz] C [pf] Lx [nh] Střední hodnota indukčnosti dané cívky je nh, změřená hodnota činitele jakosti Q je 82. Parametry druhé cívky jsou obdobné, indukčnost nh a činitel jakosti Q je 76. Cívka 350 nh Tab. 2.12: Parametry cívky s požadovanou indukčností 350 nh f 0 [MHz] C [pf] Lx [nh] Střední hodnota indukčnosti dané cívky je nh, změřená hodnota činitele jakosti Q je 63. Parametry druhé cívky jsou obdobné, indukčnost nh a činitel jakosti Q je

51 2.7 Realizace prototypu IF filtru Na základě výše realizovaných a změřených cívek byla vytvořena předloha pro výrobu DPS (Deska plošných spojů ). Schéma realizovaného prototypu IF filtru je uvedeno v příloze na obr. B.1. Předlohy pro výrobu DPS jsou uvedeny také v příloze na obr. B.2 a obr. B.3. Předlohy však nejsou v měřítku 1:1 a nelze je tedy přímo použít jako předlohu k výrobě. Předlohy v měřítku 1:1 jsou součástí doprovodného CD přiloženého k diplomové práci. Obr. 2.20: Parametr s11 IF filtru Na následujících obrázcích (obr. 2.20, 2.21 a 2.22) jsou uvedeny společně naměřené a simulované charakteristiky IF filtru. Realizovaný filtr má poněkud kvalitativně horší parametr s11, což může být způsobeno nepřesným doladěním ladících cívek filtru spolu s reálnými součástkami osazenými na DPS. Naproti tomu Ansoft Designer simuluje tyto součástky s jejich ztrátovými činiteli. Tito ztrátoví činitelé jsou odečteny v katalogových listech, kde jsou uvedeny typické hodnoty. V případě charakteristik s21 a s22 jsou hodnoty prakticky totožné. Parametry odečtené z naměřených hodnot jsou následující: vložný útlum na kmitočtu MHz je 2.2 db šířka pásma pro pokles o 3 db je 2.5 MHz činitel odrazu na vstupu pro 28 MHz je db činitel odrazu na výstupu pro 28 MHz je db 41

52 Za tímto filtrem bude ještě zařazen tříbodový zesilovač ERA-2, jehož parametry je možné nalézt např. v [8]. Obr. 2.21: Parametr s21 IF filtru 42

53 Obr. 2.22: Parametr s22 IF filtru 43

54 2.8 Návrh násobiče kmitočtu Jak je uvedeno v teoretické části, kmitočtový násobič je možné realizovat mnoha rozličnými konstrukcemi. V rámci diplomové práce byly provedeny návrhy s využitím bipolárních tranzistorů (několikastupňové i jednostupňové), unipolárních tranzistorů a také s využitím integrovaných násobičů kmitočtu. Z jednotlivých návrhů byl vybrán návrh s bipolárním tranzistorem realizovaný jediným stupněm. Tento návrh je dále popsán. Vstupní kmitočet 101 MHz je nutné vynásobit 4x. Takový násobič je z principu možné realizovat jediným nelineálním prvkem. S tímto přístupem bylo přistoupeno k návrhu násobiče kmitočtu. Pro samotný návrh byl vybrán bipolární tranzistor BFR92. Jeho parametry jsou uvedeny v katalogovém listu [14]. Mezi jeho hlavní parametry odečtené ve zmiňovaném katalogovém listu patří: tranzitní kmitočet 5 GHz maximální unilaterizovaný zisk 18 db stejnosměrný kolektorový proud až 25 ma h FE je 90 Násobiče s bipolárními tranzistory vynikají nízkou cenou a poměrně jednoduchým návrhem. Výpočet stejnosměrného pracovního bodu je uveden níže. Pro tento výpočet je předpokládáno schéma uvedené na obr Zvolený pracovní bod tranzistoru bude mít následující parametry: U ce = 3.5 V I c = 15 ma U be = 0.8 V U cc = 5 V Hodnota rezistoru Rc bude: Rc = U cc U ce = I c Proud tekoucí do báze tranzistoru: I b = = 100 Ω (2.36) I c = = 167 µa (2.37) h F E 90 Hodnota Rb pro zajištění vypočteného bázového proudu: Rb = U ce U be I b = = Ω (2.38) Dále je přistoupeno k návrhu dalších částí násobiče a jeho simulace v programu Ansoft Designer V2. 44

55 Obr. 2.23: Schéma pro výpočet stejnosměrného pracovního bodu tranzistoru Návrh filtru typu pásmová propust Tento filtr je řešen jako mikropáskový planární filtr. K jeho návrhu bylo využito prostředí Ansoft Designeru, ve kterém byl doladěn na požadovaný střední kmitočet propustného pásma 404 MHz. Výsledná simulace tohoto filtru je uvedena na obr Tento filtr je tvořen mikropásky, které jsou dlouhé čtvrt vlnové délky. Tedy na substrátu FR4 (ɛ r = 4.4): λ = c ɛr f d = λ 4 = c 4 ɛ r f (2.39) d = = 8.85 cm (2.40) Tato délka však není konečná a byla zkrácena díky kapacitním trimrům, díky kterým je možné filtr fyzicky zmenšit a doladit na požadovaný kmitočet. Výsledná délka mikropásku je 4 cm Simulace násobiče kmitočtu Takto navržený filtr byl připojen k tranzistoru s nastaveným pracovním bodem podle výše uvedených výpočtů. Vstupní signál bude 101 MHz a jeho úroveň byla nastavena na +10 dbm. Tento signál má poměrně vysokou úroveň, proto byl na vstup prvního stupně zařazen útlumový článek s útlumem přibližně 7 db. Tento útlumový článek 45

56 Obr. 2.24: Výsledek simulace filtru typu pásmová propust se středním kmitočtem 404 MHz má tu výhodu, že prakticky přizpůsobí vstupní bránu násobiče. To proto, že vstupní signál je tlumen o 7 db a odražený signál je tlumen o dalších 7 db. To znamená, že v případě úplného odrazu (tento případ nenastane) by se na vstup generátoru vracel signál utlumený o 14 db. Popisované zapojení je uvedeno na obr Jak je popsáno výše, obvod byl buzen signálem o kmitočtu 101 MHz a úrovni +10 dbm. Výstupní spektrum je potom uvedeno na obr Jak je z tohoto obrázku patrné, výkon výstupního signálu na kmitočtu 404 MHz je přibližně -3 dbm. Ostatní harmonické složky vstupního signálu jsou podle uvedeného obrázku potlačeny vždy nejméně o 40 db. Toto schéma bylo dále upraveno a to tak, že výstupní signál násobiče byl rozdělen do dvou symetrických větví, kde byl dále zesílen. Pro zesílení byly vybrány zesilovače ERA-3 pro jeho vhodné parametry, které je možné nalézt v [9]. Popisované schéma je uvedeno na obr S tímto schématem byly v programu Ansoft Designer V2 provedeny simulace, tedy kromě lineární obvodové analýzy také harmonická balanční analýza. Lineární analýza byla s výhodou použita pro kontrolu, zda jsou parametry s 11 a s 22 pod hodnotou 0 db. Tato kontrola nezajistí stabilitu, ale odhalila by případnou nestabilitu. Stejnosměrný pracovní bod byl dále optimalizován pro maximální násobící účinek, kdy byl hledán nejlepší výsledek pro násobení právě čtvrté harmonické s ohledem na maximální potlačení ostatních harmonických složek. Výsledek harmonické balanční 46

57 Obr. 2.25: Schéma násobiče 4x s jedním stupněm analýzy je uveden na obr Z obrázku je patrné že dominantní harmonická složka na kmitočtu 404 MHz má úroveň 7.72 dbm, což je hodnota nepatrně vyšší než požadovaná, avšak schéma je takto ponecháno a úroveň výstupního signálu je možné ve výsledku částečně dostavit nastavením pracovního bodu tranzistoru. Případně, pokud by byly třeba další změny a nastavení pracovního bodu by nepříznivě ovlivňovalo výstupní spektrum, je možné upravit hodnoty děliče výkonu na výstupu filtru. Dále je také patrné, že potlačení ostatních harmonických složek od této, čtvrté, harmonické složky je poměrně dobrá. Nejvyšší úroveň má podle obr pátá harmonická složka, která má úroveň dbm. Potlačení této složky proti požadované čtvrté harmonické je tedy a = P out4 P out5 = 7.72 ( 33.5) = db. (2.41) Poklady pro výrobu tohoto násobiče jsou uvedeny spolu se schématem a seznamem součástek v příloze D. Do schématu bylo třeba přidat napájecí obvody pro stabilizaci napětí a napájení integrovaných zesilovačů ERA-3. 47

58 Obr. 2.26: Výstupní spektrum násobiče 4x s jedním stupněm Obr. 2.27: Schéma pro simulaci násobiče 4x 48

59 Obr. 2.28: Výsledek harmonické balanční analýzy 49

60 2.9 Simulace celého RF řetězce Jednotlivé navržené bloky byly vzájemně spojeny a byla provedena harmonická balanční analýza celého obvodu. Schéma simulovaného řetězce je uvedeno na obr Jak je ze schématu patrné, byl simulován výše popisovaný zesilovač, na něj navazuje model směšovače RMS-30. Za tímto směšovačem je mezifrekvenční filtr následovaný zesilovačem ERA-2. Obr. 2.29: Schéma simulovaného řetězce Výsledky simulace jsou na obr Obvod byl buzen signálem o kmitočtu 432 MHz a výkonu -50 dbm. Na bránu LO směšovače byl přiveden signál o kmitočtu 404 MHz a úrovni +7 dbm. Tento signál simuluje výstup výše uvedeného kmitočtového násobiče. Na výstupním spektru je markantní spektrální čára na kmitočtu 28 MHz. Toto je užitečný signál. Z výstupního spektra je patrné potlačení ostatních spektrálních čar, které je poněkud idealizované a v reálném obvodu jsou očekávány poněkud horší výsledky. Spektrální čára na kmitočtu 28 MHz má výkon přibližně dbm. Teoretický konverzní zisk je tedy G k = P out P in = ( 50) = db. (2.42) Tento řetězec byl vyhotoven ve dvou exemplářích, protože je požadována maximální symetričnost pro obě části vstupních dílů. Oba kanály potom budou odděleny a koncipovány jako samostatné DPS. Jako třetí DPS potom bude vyhotoven násobič kmitočtu, který bude přivádět signál na brány LO směšovačů obou RF řetězců. 50

61 Obr. 2.30: Výsledek simulace RF řetězce Napájení je předpokládáno z externího zdroje +12 V. Návrh obsahuje dva stabilizátory napětí. První z nich má výstupní napětí +5 V a je určen pro napájení tranzistoru ATF Výstupní napětí druhého stabilizátoru je +8 V a je určen k napájení integrovaných tříbodových zesilovačů ERA-2 za mezifrekvenčním filtrem a zesilovače ERA-4 ve vysokofrekvenčním zesilovači. Toto řešení bylo zvoleno protože maximální klidové napětí mezi elektrodami Drain a Source tranzistoru ATF je 5 V a lehce by tedy mohlo dojít při použití 8 V stabilizátoru k poškození v případě, kdy by byl tranzistor zavřen. Potom by se objevilo celé napětí stabilizátoru mezi zmiňovanými elektrodami. Naproti tomu 5 V je příliš málo pro účely napájení tříbodových zesilovačů ERA-2 a ERA-4. ERA-2 vyžaduje na výstupní bráně stejnosměrné napětí přibližně 3.4 V. Přitom odpor nastavují pracovní bod zesilovače byl vybrán podle katalogového listu zesilovače ERA-2 [8] a jeho velikost je 110 Ω. Tento odpor má ještě další funkci a to takovou, že zamezuje RF výkonu procházet do napájení. K tomuto dopomáhá sériově zařazená cívka, která je v tomto případě prakticky nutná. Tyto obvody bylo tedy nutné přidat do schématu, které bylo simulováno v programu Ansoft Designer. V případě zesilovače ERA-4 je pracovní napětí podle [10] 4.6 V. Pro napájecí napětí 8 V je výrobcem doporučována hodnota odporu nastavujícího stejnosměrný pracovní bod o hodnotě 51 Ω. 51

62 Pro tento obvod byla vyhotovena předloha pro výrobu DPS. Tato předloha je uvedena v příloze C společně se schematem zapojení. Schéma je rozděleno na dvě části. Obě části jsou uvedeny na obr. C.1 a obr. C.2. 52

63 3 DOSAŽENÉ VÝSLEDKY PRÁCE Výše uvedené návrhy byly realizovány a v této části jsou popsány dosažené výsledky. Pro jednotlivé DPS byly realizovány krabičky z pocínovaného plechu s odnímatelnými víky. Rozměry krabiček byly realizovány podle rozměrů DPS, přičemž výška krabiček byla zvolena 35 mm a to z důvodu cívkových sad, které jsou poměrně vysoké. Konektory pro vysokofrekvenční signál byly vybrány konektory SMA panelové přírubové, které se dobře hodily pro montáž na pocínované krabičky. Pro přívod napájení byl na každou krabičku připájen průchodkový kondenzátor pro přivedení kladného pólu zdroje. Jako záporný pól zdroje funguje krabička, která je spojena se zemí celého obvodu. Veškeré napájecí napětí je 12 V. Vzhledem k tomu, že byly realizovány 3 různé bloky, jsou níže tři kapitoly. Každá z kapitol se zabývá popisem výsledků daného bloku. Poslední, čtvrtá kapitola potom shrnuje dosažené výsledky a je zde uvedeno hodnocení parametrů a výsledků. Vzhledem k požadavku na podobnost obou signálových cest (viz. blokové schéma 1.1), byla celá vstupní část rozdělena na tři samostatné DPS. Jedna z DPS obsahuje násobič kmitočtu. Zbylé dvě jsou naprosto identické a tvoří je vstupní zesilovač, směšovač a mezifrekvenční zesilovač s filtrem. Bližší informace jsou uvedeny v kapitolách o návrhu jednotlivých bloků, případně v příloze jsou uvedeny podklady pro výrobu jednotlivých bloků. Pokud nebude uvedeno jinak, jsou parametry měřeny pomocí spektrálního analyzátoru R&S FSL3. Dalším přístrojem, který byl k měření parametrů využit byl generátor Agilent N9310A. 3.1 Vstupní část 1 Jedná se o jednu z identických DPS signálové cesty. Pro ověření funkčnosti jednotlivých částí nebyl pro první měření osazen směšovač a plošky určené právě pro tento směšovač byly využity pro napájení koaxiálních kabelů. Konkrétně se jednalo o výstup nízkošumového zesilovače (viz. schéma C.1). Dalším bodem, kam byl koaxiální kabel připojen byl vstup mezifrekvenčního filtru se zesilovačem. Jedná se tedy o výstup IF směšovače. Schéma této části je uvedeno na obr. C.2. Na obr. 3.1 je uvedena kmitočtová závislost parametru s 21 vstupního nízkošumového zesilovače. Úroveň vstupního signálu byla -50 dbm. Kmitočet byl rozmítán v rozmezí 200 MHz až 650 MHz. Šířka pásma mezifrekvenčního filtru spektrálního analyzátoru (R BW )byla 3 KHz, šířka videofiltru (V BW ) potom 10 KHz. Z uvedeného grafu je možné odečíst například zisk na kmitočtu 432 MHz. Tato hodnota je db a od předpokládané hodnoty přibližně 32 db (simulovaná hod- 53

64 Obr. 3.1: Výstupní spektrum vstupního zesilovače 1 nota) se rozchází o přibližně 2 db. Avšak důležitá je výsledná symetričnost konverzních zisků celých vstupních dílů. Dalším neméně důležitým parametrem je potlačení kmitočtu zrcadlového signálu, tedy signálu, který by byl po směšování přeložen na stejný kmitočet, jako požadovaný signál. Zde se bohužel simulace a skutečnost značně rozcházejí. Zatímco simulace udávala hodnotu lepší než 45 db, z naměřených hodnot je patrné, že potlačení je pouze 33.4 db. Bohužel tato hodnota je dána primárně Helical filtrem, u kterého výrobce slibuje potlačení alespoň o 42 db oproti propustnému pásmu na kmitočtu o 40 MHz níže, než je střední kmitočet filtru. Průběh filtru byl takto naladěn z důvodu maximálního potlačení zrcadlového kmitočtu. Propustná šířka pásma je přibližně 5 MHz, což však není na závadu. Totiž mezifrekvenční filtr má šířku propustného pásma ještě užší. Druhou částí, která byla měřena, byl mezifrekvenční filtr společně se zesilovačem. Výsledek měření je uveden na obr Úroveň vstupního signálu byla opět -50 dbm. Šířka pásma mezifrekvenčního filtru spektrálního analyzátoru byla v tomto případě nastavena na 3 KHz, videofiltr potom na 10 khz. Zde byla odečtena úroveň výstupního signálu na kmitočtu 28 MHz (kmitočet mezifrekvenčního signálu) dbm. Zisk mezifrekvenčního zesilovače je tedy: A IF 1 = P out P in = ( 50) = 8.98 db (3.1) 54

65 Obr. 3.2: Výstupní spektrum mezifrekvenčního zesilovače 1 Tato hodnota sice neodpovídá simulacím, avšak zde bylo nutné udělat malou korekci ve formě odebrání cívky v napájecích obvodech mezifrekvenčního zesilovače. Ta byla nahrazena zkratem z důvodu vyšší stability zesilovače. To ale mělo za následek snížení zisku zesilovače. Šířka propustného pásma mezifrekvenčního filtru pro pokles přenosu o 3 db byla 2.35 MHz. To přibližně odpovídá simulacím a naměřeným hodnotám u experimentální realizace tohoto filtru (obr. 2.21). Další určeným parametrem je šumové číslo NF, které bylo určeno pomocí přístroje Agilent N8975A. Zde bylo šumové číslo rovno 1.5 db, což je poměrně dobrý výsledek. Průběh šumového čísla v závislosti na kmitočtu je uveden v příloze E.1 na obr. E.3. Z tohoto grafu je možné také určit konverzní zisk vstupní části, který je pro mezifrekvenční kmitočet 28 MHz roven 33.2 db. Dále byl zjištěn bod 1dB komprese, tedy bod, kdy se výkon výstupního signálu odchýlí o 1 db od teoretické hodnoty. Pro tuto vstupní část je to hodnota -1.4 dbm, která je vztažena k výstupu vstupní části. Závislost výstupního výkonu na vstupním této části je uvedena v příloze E.2 na obr. E.5. 55

66 3.2 Vstupní část 2 V této části jsou uvedeny naměřené výsledky pro druhou DPS RF části vstupního dílu. Měření probíhalo za stejných podmínek, jako v případě první DPS (viz. 3.1). Na obr. 3.3 je uveden průběh parametru s 21 ve frekvenčním rozsahu 200 MHz až 650 MHz. Průběh je podobný vstupnímu zesilovači na DPS 1, což je žádoucí. Vstupní výkon RF signálu byl opět -50 dbm. Zisk tohoto zesilovače na kmitočtu 432 MHz je 32.5 db. Tento výsledek poměrně dobře odráží výsledky simulací, hlavně simulaci obvodu s nelineárními prvky, kde byl zisk určen na hodnotu db (obr. A.2). Dále šířka pásma pro pokles zesílení o 3 db byl určen na hodnotu přibližně 6 MHz. Potlačení zrcadlového kmitočtu je pro tento případ rovno hodnotě db. Vzniklý rozdíl mezi ziskem obou vstupních zesilovačů je X V F = G vf2 G vf1 = = 2.25 db, (3.2) kde X VF je hodnota rozdílu v zisku zesilovačů, G 1 a G 2 jsou zisky vstupního zesilovače 1 resp. vstupního zesilovače 2. Obr. 3.3: Výstupní spektrum vstupního zesilovače 2 Dále byly určeny parametry mezifrekvenčního filtru se zesilovačem. Nastavení spektrálního analyzátoru bylo shodné s nastavením pro měření mezifrekvenčního filtru na DPS 1. Vstupní výkon byl tedy znovu -50 dbm. Výstupní výkon na kmitočtu 56

67 mezifrekvenčního signálu, tedy na kmitočtu 28 MHz, byl dbm. Zisk tohoto filtru se zesilovačem je G IF 2 = P out P in = ( 50) = db. (3.3) Šířka propustného pásma mezifrekvenčního filtru byla z naměřených dat určena na hodnotu 2.5 MHz. Rozdíl v ziscích mezifrekvenčních bloků je tedy X MF = G IF 2 G IF 2 = = 2.03 db, (3.4) kde X MF je rozdíl v zisku mezifrekvenčních bloků. Obr. 3.4: Výstupní spektrum mezifrekvenčního zesilovače 2 Následujícím určeným parametrem je šumové číslo NF. Zde bylo šumové číslo rovno 1.3 db. Průběh šumového čísla v závislosti na kmitočtu je uveden v příloze E.1 na obr. E.4. Z tohoto grafu je možné také určit konverzní zisk vstupní části, který je pro mezifrekvenční kmitočet 28 MHz roven 37.5 db. Na průběhu je také patrné, že filtry nejsou naladěny úplně optimálně a na základě tohoto grafu došlo ještě k jejich dodatečnému ladění. Dále byl zjištěn také bod 1dB komprese pro tuto vstupní část, jehož hodnota odpovídá 1.1 dbm, která je vztažena k výstupu vstupní části. Závislost výstupního výkonu na vstupním této části je uvedena v příloze E.2 na obr. E.6. 57

68 3.3 Násobič kmitočtu Po přivedení napájecího napětí bylo bohužel zjištěno, že jeden z výstupů násobiče samočinně kmitá a bylo tedy třeba najít příčinu vzniku kmitů. Ta byla objevena v cívkách zapojených v napájecích obvodech obou zesilovačů. Po nahrazení této cívky drátovou propojkou samovolné kmity ustaly. Vyjmutí cívky z napájecích obvodů však způsobilo pokles zisku zesilovačů. Obr. 3.5: Charakteristika filtru použitého v násobiči kmitočtu Po této korekci byla naladěna pásmová propust tvořená planárním filtrem na kmitočet 404 MHz. To bylo možné provést při nízké hodnotě vstupního signálu. Konkrétně byla nastavena úroveň výstupního generátoru spektrálního analyzátoru na -50 dbm. Výsledná charakteristika pásmové propusti je uvedena na obr Po ověření a naladění pásmové propusti byl na vstup násobiče přiveden signál o kmitočtu 101 MHz a úrovni 10 dbm. Toto je totiž jmenovitý signál, se kterým bude násobič dále pracovat, tak jak je uvedeno v části o návrhu násobiče 2.8. Měření bylo provedeno pro oba výstupy. V případě měření jednoho z výstupů násobiče byl druhý výstup zatížen vstupní impedancí brány LO směšovače. Takto byly simulovány podmínky, pro které je násobič určen. Na obr. 3.6, reps. obr. 3.7 jsou uvedeny výstupní signály obou výstupů kmitočtového násobiče. Na obr. 3.6 je spektrum jednoho z výstupů násobiče. Zde jsou kromě dominantní harmonické složky patrné také další harmonické složky. Z nich nejvyšší je 58

69 třetí harmonická složka na kmitočtu 303 MHz. Její úroveň je dbm, což je proti požadované čtvrté harmonické o úrovni 5.97 dbm potlačení o A 1 = P 4 P 3 = 5.97 ( 32.1) = db, (3.5) Obr. 3.6: Výstupní spektrum násobiče kmitočtu (výstup 1) kde A v [db] je potlačení a P i je výkon i-té harmonické složky výstupního spektra. Dále je třeba vzít na vědomí, že veškeré simulace prováděné programem Ansoft Designer byly prováděny pro výstupní výkon násobiče +7 dbm. Avšak podle dat udávaných výrobcem jsou konverzní ztráty při injekci +7 dbm do brány LO 5.22 db, zatímco pro injekci +4 dbm je to 5.59 db, což je zanedbatelný rozdíl. Protože se naměřený výstupní výkon nachází mezi uvedenými hodnotami, lze usoudit, že konverzní ztráty budou ležet někde mezi těmito hodnotami. Dále je na obr. 3.7 uvedeno spektrum druhého z výstupů násobiče. Zde je úroveň čtvrté harmonické složky vstupního signálu 5.49 dbm, zatímco další nejvyšší harmonická složka (opět třetí harmonická složka) má úroveň dbm. Zde je tedy potlačení dalších harmonických oproti požadované možno vyčíslit A 2 = P 4 P 3 = 5.49 ( 38.63) = db, (3.6) kde jednotlivé veličiny mají stejný význam, jako ve výše uvedeném případě. U druhého z výstupů je tedy potlačení dalších harmonických složek o 6.05 db vyšší. 59

70 Stejně tak je zde rozdíl mezi úrovněmi výstupního signálu na kmitočtu 404 MHz, kde v případě výstupu 1 byla změřena úroveň 5.97 dbm, zatímco v případě druhém úroveň 5.49 dbm. Rozdíl výstupních úrovní je tedy 0.48 db. Obr. 3.7: Výstupní spektrum násobiče kmitočtu (výstup 2) Uvedené rozdíly mohou být způsobeny rozptylem použitých součástek v jednotlivých větvích zesilovačů, případně motivem plošného spoje, kde může docházet k různým vazbám, které se navzájem ovlivňují. 3.4 Hodnocení výsledků Vzhledem k tomu, že mezi jednotlivými vstupními částmi je jistý rozdíl, je třeba hledat jeho původ. Jak je z naměřených hodnot patrné, jistý rozdíl je v ziscích vstupních vysokofrekvenčních zesilovačů a také mezifrekvenční bloky vykazují rozdíl v zisku. Číselně jsou to hodnoty rozdílu zisku vysokofrekvenčních zesilovačů X V F = 2.25 db, (3.7) a rozdíl v zisku mezifrekvenčních bloků X MF = 2.03 db. (3.8) Tyto rozdíly byly dále analyzovány a byly hledány příčiny vzniku těchto rozdílů. Podstatného zlepšení bylo dosaženo výměnou integrovaného zesilovače ERA-2 ve 60

71 vstupní části 1 v mezifrekvenčním bloku. Po této výměně stoupl konverzní zisk vstupní části 1. Na obr. 3.8 jsou uvedena výstupní spektra vstupních částí při vstupním signálu o úrovni -50 dbm a kmitočtu 432 MHz. Na vstup násobiče byl přiveden signál o úrovni +10 dbm a kmitočtu 101 MHz. Naměřené hodnoty konverzního zisku byly při tomto měření db pro vstupní část 1 a db pro vstupní část 2. Výsledný rozdíl mezi konverzním ziskem jednotlivých vstupních částí je tedy Obr. 3.8: Výstupní spektrum vstupních částí pro RF 432 MHz o úrovni -50 dbm X conv = G conv2 G conv1 = = 1.96 db. (3.9) Bylo vynaloženo nemalé úsilí při hledání rozdílů v obvodech, které způsobují daný rozdíl mezi zisky vstupních částí. Bohužel v době psaní této práce nebyly prozatím další důvody rozdílu nalezeny a jsou předmětem dalšího zkoumání. V případě násobiče kmitočtu bylo také třeba, aby úroveň signálu na obou výstupech byla pokud možno shodná. Rozdíl v těchto úrovních, tak jak je uvedeno v části 3.3, je 0.48 db. Navíc výstupní úrovně nejsou na požadované úrovni 7 dbm, ale poněkud níže. Po prozkoumání datových listů [13] však byl závěr takový, že tento rozdíl neznamená podstatné zhoršení parametrů vstupních částí, protože konverzní ztráty směšovačů se prakticky nezmění. Toto tvrzení bylo potvrzeno při měření vstupních částí, kdy byl násobič využit. 61

72 4 ZÁVĚR V této práci bylo navrženo blokové schéma celé vstupní části přijímače. Nejprve byly stručně popsány a dále byly stručně charakterizovány jednotlivé bloky na tomto schématu uvedené. Práce dále pokračuje rozborem a návrhem vstupního nízkošumového zesilovače, který sestává ze dvou stupňů a pásmového filtru v kaskádě. Dále práce pokračuje tvorbou modelu směšovače podle vybraného typu. Pro tuto práci byl vybrán směšovač RMS-30. V programu Ansoft Designer V2 byl vytvořen model tohoto směšovače a byla provedena jeho analýza. Dalším obvodem, který bylo třeba navrhnout byl mezifrekvenční filtr. Tento filtr byl navržen, simulován a posléze byl realizován pro experimentální ověření funkčnosti. Část práce byla koncipována jinak, než je uvedeno v zadání a to na žádost vedoucího práce. Jako generátor signálu pro brány LO směšovačů bude využita jiná diplomová práce, jejíž cílem je realizace přímého digitálního syntezátoru (DDS). Výstup tohoto syntezátoru je kmitočtově omezen na 150 MHz a bylo třeba navíc navrhnout násobič kmitočtu 4x. Velká pozornost byla věnována studiu násobičů kmitočtu a na základě této studie bylo navrženo několik různých násobičů. Navrženy byly násobiče kmitočtu s využitím bipolárních tranzistorů, unipolárních tranzistorů, dále potom také s využitím integrovaných násobičů kmitočtu. Veškeré návrhy byly brány jako studie. Pro realizaci byl vybrán návrh využívající bipolární tranzistor, který funguje jako násobič 4x v jediném stupni. Veškeré zmiňované dílčí obvody byly simulovány programem Ansoft Designer V2. Výsledky jednotlivých simulací jsou uvedeny v práci společně se zhodnocením parametrů. Práce dále pokračuje spojením jednotlivých funkčních bloků a simulace parametrů vstupního dílu. Tato simulace byla prováděna přímo s generováním potřebného signálu pro brány LO a nebyl tedy do této simulace zapojen násobič kmitočtu. Výsledky této simulace jsou rovněž uvedeny v práci. Kromě simulace s linearizovanými modely se podařilo definovat nelineární model tranzistoru ATF a zesilovače ERA-4, které umožňovaly odsimulovat vstupní zesilovač z pohledu jeho nelineárních vlastností. Výsledky simulací obvodu s nelineárními modely byly porovnány s výsledky pro linearizované modely. Zjištěné rozdíly mezi uvedenými simulacemi byly zanedbatelné a proto je považován nelineární model za funkční. Díky tomuto nelineárními modelu bylo možné simulovat další velice důležité parametry, jako je například bod 1dB komprese a další parametry. Na základě těchto modelů bylo také vybráno řazení jednotlivých částí vstupního zesilovače, kdy bylo analyzováno, řazení obvodů z pohledu odolnosti proti signálům o vysoké úrovni. Práce dále pokračovala návrhem DPS pro jednotlivé části, jejich realizací a ověřením parametrů. U kmitočtového násobiče bylo třeba z napájecích obvodů vyřadit 62

73 tlumivky, které způsobovaly nestabilitu tohoto násobiče. Tím poněkud klesla úroveň výstupního signálu obou výstupů, avšak tento pokles nevedl k potřebě úpravy obvodu. Výstupní úrovně jednotlivých výstupů násobiče kmitočtu jsou 5.97 dbm a 5.49 dbm. Požadovaný signál na branách LO směšovačů je 7 dbm. Uvedené změřené úrovně byly srovnány s parametry uvedenými v typických naměřených hodnotách výrobce [13]. Z tohoto porovnání bylo usouzeno, že uvedený rozdíl mezi požadovanou hodnotou a hodnotou naměřenou není podstatný. Blíže je toto hodnocení popsáno v kapitole o výsledcích násobiče 3.3. Dále byly realizovány jednotlivé vstupní části jako samostatné DPS. Samostatně byla vždy u každé vstupní části ověřena základní funkce vstupního nízkošumového zesilovače a také mezifrekvenčního filtru se zesilovačem. Samozřejmostí bylo naměření kmitočtových charakteristik, které jsou pro jednotlivé části uvedeny v 3.1 a 3.2, kde jsou také dosažené výsledky popsány. V příloze E jsou uvedeny frekvenční charakteristiky vstupních zesilovačů a mezifrekvenčních bloků vždy v jednom grafu pro možnost srovnání. Rozdíl mezi zisky vstupních zesilovačů je vypočten v části 3.2 a jeho hodnota je 2.25 db. Rozdíl mezi zisky mezifrekvenčních částí je uveden ve stejné části a jeho hodnota je 2.03 db. Při dalším hledání řešení problémů byl snížen rozdíl mezi konverzním ziskem obou částí na hodnotu 1.96 db. Bližší popis je uveden v části 3.4. Šumové číslo každé ze vstupních částí je uvedeno vždy v kapitole s výsledky (3.1 a 3.2) a frekvenční průběh šumového čísla je uveden v příloze E.1. Hodnota pro vstupní část 1 je 1.5 db a pro vstupní část 2 je to hodnota 1.3 db. V příloze E.1 je kromě kmitočtového průběhu šumového čísla také vyjádřen kmitočtový průběh konverzního zisku. Hodnota konverzního zisku pro vstupní část 1 na kmitočtu 28 MHz je 33.2 db a pro vstupní část 2 na stejném kmitočtu je to hodnota 37.5 db. Konverzní zisk vstupní části 1 byl ale zvýšen na hodnotu db. Tím byl rozdíl mezi konverzními zisky vstupních částí snížen. V části 3.4 jsou potom popsány klíčové dosažené výsledky a rozdíly mezi zisky jednotlivých bloků. V příloze E.2 jsou dále uvedeny závislosti výstupního výkonu na vstupním pro obě vstupní části. Z těchto závislostí byly určeny hodnoty bodu 1dB komprese, které mají hodnoty -1.4 dbm reps. 1.1 dbm. 63

74 LITERATURA [1] HANUS, S., SVAČINA, J. Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika. Skriptum VUT v Brně, 2004 [2] DOBEŠ, D., ŽALUD, V. Moderní radiotechnika. 1.vyd. Praha: BEN-technická literatura, s. ISBN BEN, technická literatura, Praha, [3] AVAGO Technologies. Development of E-pHEMT Technology [online]. Avago Technologies, 2003 [cit ]. Dostupné z URL: < [4] AVAGO Technologies ATF Data Sheet [online]. United States, 2008 [cit ]. Dostupné z URL: < [5] AVAGO Technologies Low Noise 2300 MHz Amplifier [online]. Application Note 5294, Avago Technologies, 2010 [cit ]. Dostupné z URL: < [6] AVAGO Technologies A 100 MHz to 500 MHz Low Noise Feedback Amplifier [online]. Application Note 5057, Avago Technologies, 2010 [cit ]. Dostupné z URL: < [7] Neosid Filters/Coil Assemlies/Thermoplastic Parts [online]. [cit ]. Dostupné z URL: < 3.pdf>. [8] Mini-Curcuits ERA-2 Data Sheet [online] [cit ]. Dostupné z URL: < [9] Mini-Curcuits ERA-3 Data Sheet [online] [cit ]. Dostupné z URL: < [10] Mini-Curcuits ERA-4 Data Sheet [online] [cit ]. Dostupné z URL: < [11] Dostál, T., Axman, V. Elekrtrické filtry Elektronické sktriptum VUT v Brně [12] Mini-Circuits RMS-30 Datasheet [online]. Mini-Circuits [cit ]. Dostupné z URL: < [13] Mini-Circuits RMS-30 Typical Performance Data [online]. Mini-Circuits [cit ]. 64

75 Dostupné z URL: < 30 VIEW.pdf>. [14] Philips Semiconductor Katalogový list tranzistoru BFR92 [online]. [cit ]. Dostupné z URL: < dokumentace/dokumenty/914/ /dsh pdf>. 65

76 SEZNAM SYMBOLŮ, VELIČIN A ZKRATEK f C L Uds SPS Id kmitočet, frekvence [Hz] Kapacita [F] Indukčnost [H] Napětí mezi elektrodami Drain a Source [V] Počet vzorků za sekundu Samples per second Proud tekoucí elektrodou Drain [A] B-3dB Šířka pásma pro pokles o 3 db [Hz] a Potlačení signálu, útlum [db] UHF Ultra vysoké kmitočty Ultra High Frequency LNA Nízkošumový zesilovač Low Noise Amplifier F NF Šumový činitel Noise Factor Noise Figure OIP3 Bod zahrazení Output Intercept Point 3rd order HEMT tranzistor s vysokou pohyblivostí nosičů náboje High Electron Mobility Tranzistor DDS Přímí digitální syntetizér Direct Digital Synthesizer RF Radiové frekvence Radio Frequency SMD Součástka pro povrchovou montáž Surface Mount Devices SFDR Dynamický rozsah bez intermodulačních složek Single Frequency Dynamic Range LO IF Lokální oscilátor Local Oscilator Mezifrekvenční výstup Intermediate frequency DPS Deska plošných spojů R BW V BW Resolution BandWidth - Šířka pásma mezifrekvenčního filtru spektrálního analyzátoru Video BandWidth - Šířka pásma filtru pro zobrazování na obrazovce 66

77 SEZNAM PŘÍLOH A Výsledky simulací nelineárního a lineárního modelu 68 A.1 S-parametry obou modelů B Předlohy k realizaci prototypu IF filtru 70 C Podklady a předlohy pro výrobu RF části vstupního dílu 72 D Podklady a předlohy pro výrobu kmitočtového násobiče 76 E Výsledky měření realizovaného vstupního dílu 79 E.1 Šumová čísla vstupních částí E.2 Závislost výstupního výkonu na vstupním F Podpůrné aplikace 83 F.1 Kalkulátor útlumového Π článku F.2 Kalkulátor obvodů pásmové propusti F.3 Kalkulátor vzduchových cívek

78 A VÝSLEDKY SIMULACÍ NELINEÁRNÍHO A LINEÁRNÍHO MODELU A.1 S-parametry obou modelů Obr. A.1: Výsledky simulace linearizovaného modelu Obr. A.2: Výsledky simulace nelineárního modelu 68

79 Bohužel v případě nelineárního modelu byl zesilovač ERA-4 zařazen až v simulaci systémových prvků. Do systémových prvků se však nepodařilo přenést vstupní data pro výpočet šumového čísla a proto na výsledcích nelineárního modelu není křivka šumového čísla vůbec znázorněna. Tato simulace byla ale provedena hlavně z důvodu ověření nelineárního modelu a potvrzení výsledků simulace S-parametrů. 69

80 B PŘEDLOHY K REALIZACI PROTOTYPU IF FILTRU Obr. B.1: Schema IF filtru 70

81 Obr. B.2: Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) Obr. B.3: Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) 71

82 C PODKLADY A PŘEDLOHY PRO VÝROBU RF ČÁSTI VSTUPNÍHO DÍLU Zde jsou uvedeny předlohy pro výrobu RF řetězce popisovaného v části 2.9. Níže je uvedeno schéma zapojení a dále jsou zde uvedeny předlohy vrstvy BOTTOM a TOP a také osazovací výkres obvodu. Obr. C.1: Schéma zapojení (1/2) 72

83 Obr. C.2: Schéma zapojení (2/2) Obr. C.3: Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) Obr. C.4: Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) Obr. C.5: Osazovací výkres obvodu 73

84 Dále je zde uveden seznam součástek použitý pro konstrukci obou vstupních částí, které jsou identické. Tab. C.1: Seznam součástek pro výrobu vstupní části Označení Hodnota Poznámka na schématu C1 220pF SMD 0805 C2 10nF SMD 0805 C3 68nF SMD 0805 C4 220pF SMD 0805 C5 100nF SMD 0805 C6 100nF SMD 0805 C7 100nF SMD 0805 C8 100nF SMD 0805 C9 10nF SMD 0805 C10 220pF SMD 0805 C11 220pF SMD 0805 C12 10nF SMD 0805 C13 207pF SMD 0805 C14 270pF SMD 0805 C15 180pF SMD 0805 C16 56pF SMD 0805 C17 47pF SMD 0805 C18 68pF SMD 0805 C19 470pF SMD 0805 C20 10nF SMD 0805 IC1 ERA-4 - IC2 ERA-2 - IO DPAK IO DPAK L1 680nH SMD 0805 L2 - planární provedení L3 NEOSID filtr o. č L4 680nH SMD 0805 L5 680nH SMD 0805 L6 335nH cívková sada NEOSID L7 340nH cívková sada NEOSID Pokračování na následující stránce 74

85 Pokračování z předchozí stránky L8 190nH cívková sada NEOSID L9 260nH cívková sada NEOSID L10 680nH SMD 0805 P1 500R SMD 0805 Q1 ATF R1 51R SMD 0805 R2 10k SMD 0805 R3 2k2 SMD 0805 R4 27R SMD 0805 R5 5R6 SMD 0805 R6 56R SMD 0805 R7 110R SMD 0805 U1 RMS30-75

86 D PODKLADY A PŘEDLOHY PRO VÝROBU KMITOČTOVÉHO NÁSOBIČE Zde jsou uvedeny předlohy pro výrobu kmitočtového násobiče. Níže je uvedeno schéma zapojení a dále jsou zde uvedeny předlohy vrstvy BOTTOM a TOP. Dále potom také osazovací výkres obvodu a seznam součástek. Obr. D.1: Schéma zapojení násobiče kmitočtu 76

87 Obr. D.2: Vrstva BOTTOM pro výrobu DPS (není v měřítku) Obr. D.3: Vrstva TOP pro výrobu DPS (není v měřítku) Obr. D.4: Osazovací výkres obvodu 77

88 Tab. D.1: Seznam součástek pro výrobu násobiče kmitočtu Označení na schématu Hodnota Poznámka na schématu C1 470pF SMD 0805 C2 3-33pF trimr C3 1nF SMD 0805 C4 3-33pF trimr C5 470pF SMD 0805 C6 10nF SMD 0805 C7 470pF SMD 0805 C8 470pF SMD 0805 C9 100nF SMD 0805 C10 100nF SMD 0805 C11 10nF SMD 0805 C12 10nF SMD 0805 C13 470pF SMD 0805 C14 470pF SMD 0805 IC1 ERA-3 - IC2 ERA-3 - IO DPAK L1 680nH cívková sada NEOSID L2 680nH cívková sada NEOSID P1 10k trimr R1 47R SMD 0805 R2 130R SMD 0805 R3 130R SMD 0805 R4 4k3 SMD 0805 R5 160R SMD 0805 R6 560R SMD 0805 R7 35R SMD 0805 R8 35R SMD 0805 R9 560R SMD 0805 R10 560R SMD 0805 R11 51R SMD 0805 R12 51R SMD 0805 T1 BFR92-78

89 E VÝSLEDKY MĚŘENÍ REALIZOVANÉHO VSTUPNÍHO DÍLU V této příloze jsou uvedeny naměřené průběhy na jednotlivých částech. Hlavním cílem této přílohy je uvést jednotlivé změřené závislosti pro obě RF části vstupního dílu v jednom grafu. Zde je tedy možné přímé srovnání parametrů dosažených na jednotlivých částech a jejich vzájemné porovnání. Na obr. E.1 je uvedena kmitočtová závislost parametru s 21 obou vstupních zesilovačů RF částí celého vstupního dílu. Vstupní výkon byl nastaven na hodnotu -50 dbm, další nastavení spektrálního analyzátoru je shodné, jako v případě kapitol 3.1 a 3.2. Obr. E.1: Výstupní spektra RF vstupních zesilovačů vstupní části Dále jsou na obr. E.2 uvedeny spektra kaskády mezifrekvenčních filtrů a mezifrekvenčních zesilovačů obou RF částí vstupního dílu. I zde byl výstupní výkon nastavený na spektrálním analyzátorů -50 dbm. Na obou obrázcích jsou dobře patrné rozdíly v zisku, které jsou nežádoucí. Popis dosažených výsledků a jejich rozdílu je uveden v závěru práce. 79

90 Obr. E.2: Výstupní spektra IF filtrů vstupní části E.1 Šumová čísla vstupních částí Zde jsou uvedeny průběhy šumového čísla pro obě vstupní části. Tyto průběhy byly měřeny přístrojem Agilent N8975A. Hodnota šumového čísla pro vstupní část 1 je 1.5 db a pro vstupní část 2 je šumové číslo 1.3 db. Na uvedených obrázcích je možné také odečíst konverzní zisk jednotlivých částí. Tyto konverzní zisky jsou uvedeny v kapitole popisující výsledky práce (3.1 a 3.2). Jejich hodnoty pro mezifrekvenční kmitočet 28 MHz jsou 33.2 db pro vstupní část 1 a 37.5 db pro vstupní část 2. 80

91 Obr. E.3: Průběh šumového čísla vstupní části 1 Obr. E.4: Průběh šumového čísla vstupní části 2 81