POSKYTOVANÁ K VÝKONU PRÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO. uzavřená mezi smluvními stranami:

Transkript

1

2

3 LICENČNÍ SMLOUVA POSKYTOVANÁ K VÝKONU PRÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO uzavřená mezi smluvními stranami: 1. Pan/paní (dále jen autor ) Jméno a příjmení: Bc. Jan Kolář Bytem: Ostřešany 186, Pardubice, Narozen/a (datum a místo): 2. června 1987 v Pardubicích 2. Vysoké učení technické v Brně Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií se sídlem Technická 3058/10, Brno, jejímž jménem jedná na základě písemného pověření děkanem fakulty: prof. Dr. Ing. Zbyněk Raida, předseda rady oboru Elektronika a sdělovací technika (dále jen nabyvatel ) a Čl. 1 Specifikace školního díla 1. Předmětem této smlouvy je vysokoškolská kvalifikační práce (VŠKP): disertační práce diplomová práce bakalářská práce jiná práce, jejíž druh je specifikován jako... (dále jen VŠKP nebo dílo) Název VŠKP: Vedoucí/ školitel VŠKP: Ústav: Datum obhajoby VŠKP: Vstupní část přijímače pro pásmo L prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc. Ústav radioelektroniky VŠKP odevzdal autor nabyvateli * : v tištěné formě počet exemplářů: 2 v elektronické formě počet exemplářů: 2 2. Autor prohlašuje, že vytvořil samostatnou vlastní tvůrčí činností dílo shora popsané a specifikované. Autor dále prohlašuje, že při zpracovávání díla se sám nedostal do rozporu s autorským zákonem a předpisy souvisejícími a že je dílo dílem původním. 3. Dílo je chráněno jako dílo dle autorského zákona v platném znění. 4. Autor potvrzuje, že listinná a elektronická verze díla je identická. * hodící se zaškrtněte

4 Článek 2 Udělení licenčního oprávnění 1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli oprávnění (licenci) k výkonu práva uvedené dílo nevýdělečně užít, archivovat a zpřístupnit ke studijním, výukovým a výzkumným účelům včetně pořizovaní výpisů, opisů a rozmnoženin. 2. Licence je poskytována celosvětově, pro celou dobu trvání autorských a majetkových práv k dílu. 3. Autor souhlasí se zveřejněním díla v databázi přístupné v mezinárodní síti ihned po uzavření této smlouvy 1 rok po uzavření této smlouvy 3 roky po uzavření této smlouvy 5 let po uzavření této smlouvy 10 let po uzavření této smlouvy (z důvodu utajení v něm obsažených informací) 4. Nevýdělečné zveřejňování díla nabyvatelem v souladu s ustanovením 47b zákona č. 111/ 1998 Sb., v platném znění, nevyžaduje licenci a nabyvatel je k němu povinen a oprávněn ze zákona. Článek 3 Závěrečná ustanovení 1. Smlouva je sepsána ve třech vyhotoveních s platností originálu, přičemž po jednom vyhotovení obdrží autor a nabyvatel, další vyhotovení je vloženo do VŠKP. 2. Vztahy mezi smluvními stranami vzniklé a neupravené touto smlouvou se řídí autorským zákonem, občanským zákoníkem, vysokoškolským zákonem, zákonem o archivnictví, v platném znění a popř. dalšími právními předpisy. 3. Licenční smlouva byla uzavřena na základě svobodné a pravé vůle smluvních stran, s plným porozuměním jejímu textu i důsledkům, nikoliv v tísni a za nápadně nevýhodných podmínek. 4. Licenční smlouva nabývá platnosti a účinnosti dnem jejího podpisu oběma smluvními stranami. V Brně dne:.. Nabyvatel Autor

5 ABSTRAKT Tato diplomová práce se zabývá návrhem vstupní části přijímače pro pásmo L. Konkrétně se jedná o přijímač signálů nacházejících v pásmu 1,3 GHz. V této práci jsou detailně rozebrány, navrženy a v programu Ansoft odsimulovány jednotlivé bloky přijímače od vstupního nízkošumového zesilovače až po mezifrekvenční zesilovač a zdvojovač kmitočtu na LO vstupu. Součástí diplomové práce je i výroba navrženého vstupního dílu přijímače a proměření jeho základních parametrů. KLÍČOVÁ SLOVA nízkošumový zesilovač, LNA, Ansoft, ATF-54143, zdvojovač kmitočtu ABSTRACT This Master s Thesis deals with a design of L-band receiver front-end. In the concrete the receiver is designed for receiving signals of frequency band 1,3 GHz. All particular blocks from low noise amplifier to intermediate frequency amplifier and frequency doubler in LO input are described, designed and simulated in program Ansoft. The part of this Master s Thesis is aimed to construct a working front-end receiver and to measure its basic parameters. KEYWORDS low noise amplifier, LNA, Ansoft, ATF-54143, frequency doubler KOLÁŘ, Jan Vstupní část přijímače pro pásmo L: diplomová práce. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav Radioelektroniky, s. Vedoucí práce byl prof. Ing. Miroslav Kasal, CSc.

6 PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma Vstupní část přijímače pro pásmo L jsemvypracovalsamostatněpodvedenímvedoucíhodiplomovépráceaspoužitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb. Brno (podpis autora)

7 PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu diplomové práce prof. Ing. Miroslavu Kasalovi, CSc. za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a za další cenné rady při zpracování mé diplomové práce. Rovněž děkuji Ing. Petru Vágnerovi, Ph.D. za občasné konzultace. VBrnědne (podpis autora)

8 OBSAH Úvod 1 1 Šumové vlastnosti 2 2 Návrh vstupní části přijímače VstupníRFzesilovač RFfiltr Tranzistorovýzesilovač Tříbodovýzesilovač SimulaceceléhoRFzesilovače VýstupníIFzesilovač IFfiltr IFzesilovač Zdvojovačkmitočtu Směšovač Simulacesesměšovačem Napájecíobvodceléhopřijímače Realizace a měření Návrhdeskyplošnéhospojeakonstrukčnířešení Měřenídílčíchčástípřijímače Zdvojovačkmitočtu Mezifrekvenčnízesilovač RFzesilovač Měřeníparametrůkompletníhopřijímače Bod1dBkomprese BodIP Potlačenízrcadlovýchkmitočtů Šumovéčíslo Spektrumnavýstupupřijímače Proudovýodběr Závěr 35 Literatura 36 Seznam symbolů, veličin a zkratek 38 VIII

9 Seznam příloh 39 A Schéma přijímače 40 B Seznam součástek 41 IX

10 SEZNAM OBRÁZKŮ 2.1 blokovéschémavstupníhodíluzesilovače interdigitálnífiltr výřezoknanastavenísubstrátu přenosapřizpůsobenífiltručtvrtéhořádu charakteristiky závislostí dosažitelného zisku, šumového čísla, bodu zahrazení a jednodecibelové komprese v závisloti na proudu a napětí drainuprofrekvenci900mhz[3] vstupnípřizpůsobenítranzistoru výstupnípřizpůsobenítranzistoru tanzistorový zesilovač se stabilizačními a přizpůsobovacími obvody napájecíobvodytranzistorovéhozesilovače napájecíobvodytranzistorovéhozesilovače druhýzesilovacístupeň charakteristiky zapojení tranzistorového zesilovače a filtru charakteristikyceléhorfzesilovače výřezoknaprovýběrfiltru výřez okna pro zadání parametrů přenosové charakteristiky filtru IFfiltr charakteristikyiffiltru zapojeníifzesilovače výslednécharakteristikyifzesilovače charakteristikyfiltruprozdvojovačkmitočtu schemazdvojovačekmitočtu spektrumnavýstupuzdvojovačekmitočtu spektrumnavýstupupřijímače napájecíobvodpřijímače deskaplošnéhospoje deskaplošnéhospoje-osazovacívýkres spektrumnavýstupuzdvojovačekmitočtu ziskmezifrekvenčníhozesilovače ziskradiofrekvenčníhozesilovače bod1dbkomprese bodip šumovéčíslopřijímače spektrumnavýstupupřijímače X

11 SEZNAM TABULEK 2.1 naměřenéhodnotycívek klidovéproudovéodběryaktivníchprvků XI

12 ÚVOD Cílem této diplomové práce je seznámit se s návrhem vstupní části vysokofrekvenčních přijímačů pro nižší mikrovlnná pásma, navrhnout potřebné obvody pro vstupní část přijímače pro pásmo L, navržený přijímač realizovat a proměřit jeho parametry. Navrhovaný přijímač bude sloužit pro příjem signálů nacházejících se na kmitočtu 1296MHzabudejekonvertovatnafrekvenci144MHz.Vzhledemktomu,žetyto signály jsou velmi slabé a nacházejí se téměř na úrovni šumu, je nutné koncipovat přijímač jako nízkošumový. Celá práce je rozdělena na tři hlavní kapitoly. V první kapitole tohoto projektu je stručně pojednáno a šumových parametrech dvojbranů. Jsou zde popsány základní principy týkající se této problematiky. Tato kapitola je důležitá v tom smyslu, že je na ni v projektu, např. při odůvodňování výběru zapojení, několikrát odkázáno. Následující kapitola se pak už zaměřuje čistě na návrh přijímače v programu Ansoft Designer. Je zde proveden detailní rozbor jednotlivých obvodů od vstupního LNA až po výstupní mezifrekvenční zesilovač. U každého obvodu je popsán jeho návrh krok za krokem a vždy jsou uvedeny dílčí odsimulované výsledky. Navržený vstupní díl přijímače je vyroben a v poslední části práce jsou uvedeny změřené parametry jak dílčích bloků přijímače, tak parametry přijímače jako celku. 1

13 1 ŠUMOVÉ VLASTNOSTI Základním parametrem dvojbranů definujícím jejich šumové vlastnosti je šumový činitel F,kterýjedefinovánjakopoměrvýkonusignálukuvýkonušumunavstupu dvojbranu a výkonu signálu ku výkonu šumu na jeho výstupu. V technické praxi se však k popisu dvojbranu častěji používá šumové číslo, které dostaneme logaritmováním šumového činitele. F = S i/n i S o /N o (1.1) F[dB] = 10log(F) (1.2) Šumový činitel je tedy bezrozměrné číslo a říká, kolikrát se zhorší poměr signál/šum průchodem dvojbranem. Ideální nešumící dvojbran by tedy měl šumový činitel rovný 1ašumovéčíslobyserovnalo0dB.Reálněvšakžádnýnešumícídvojbranneexistuje a každé zařízení přispívá k degradaci poměru signál/šum svým vlastním šumem. Nejčastěji se jedná například o tepelný šum, který vzniká v důsledku pohybu volných nosičů náboje v krystalové mřížce a který je závislí jen na teplotě, a výstřelový šum vznikající v polovodičových součástkách v důsledku protékajícího proudu. Oba šumy mají charakter bílého šumu. S rozvojem vysokofrekvenční a mikrovlnné techniky je možné vyrábět stále lepší nízkošumové součástky, například tranzistory, jejichž šumový činitel je velmi malý a blíží se ideální hodnotě. Z tohoto důvodu, kdy může být obtížné porovnat malé hodnoty šumové činitele, byla zavedena ekvivalentní šumová teplota, která je definovaná jako T e = T 0 (F 1), (1.3) kde T 0 jevýchozíteplota 290K.Změní-lisenapříkladhodnotašumovéhočinitele z F = 1na F = 2,změníseekvivalentníšumováteplotazhodnoty T e = 0Kna T e = 290K.Rozlišeníekvivalentníšumovéteplotyjetedyznačnějemnější[2].Ekvivalentní šumová teplota nemá žádný reálný fyzikální význam, ale lze si ji představit jako teplotu reálného rezistoru. Tento rezistor pak bude generovat stejný šum jako dovjbrandefinovanýekvivalentníšumovouteplotou T e. Při zapojení více dvoujbranů do série nelze získat výsledné šumové číslo kaskády jako pouhý součet jednotlivých šumových čísel, ale je nutné brát ohled na dosažitelná výkonovázesílení A Pa jednotlivýchdvojbranů.výslednýšumovýčiniteljepakdán Friisovým vztahem F = F 1 + F F 3 1 F (1.4) A Pa1 A Pa1 A Pa2 A Pa1 A Pa2 A Pa3 2

14 Z této rovnice je patrné, že bude-li dosažitelné výkonové zesílení prvního dvojbranu dostatečně veliké, budou mít šumové parametry druhého, třetího a dalších dvojbranů zanedbatelný vliv. Výsledný šumový činitel pak bude dán šumovým činitelem prvního dvojbranu. Vhodnou pomůckou pro stanovení pořadí dvojbranů v kaskádě můžebýttzv.mírašumu M = F 1 1 A 1. (1.5) Pa Čím bude šumový činitel nižší a dosažitelné výkonové zesílení vyšší, tím bude nižší míra šumu. Jednotlivé dvojbrany by měly být řazeny kaskádně podle míry šumu od nejnižší po nějvětší. V praxi však může být toto řazení nevyužitelné, protože je nutné řadit jednotlivé dvojbrany do kaskády podle jejich funkce. Řazení tedy spíš odpovídá logice věci. 3

15 2 NÁVRH VSTUPNÍ ČÁSTI PŘIJÍMAČE Vstupní část přijímače se skládá ze tří jednotlivých částí. Jedná se o vstupní RF část, směšovač se zdvojovačem kmitočtu a výstupní IF část, viz obr Obr. 2.1: blokové schéma vstupního dílu zesilovače Protože se jedná o nízkošumový přijímač, musí mít z důvodů popsaných v kapitole Šumové vlastnosti vstupní RF část co nejmenší šumové číslo a zároveň co největší dosažitelné výkonové zesílení. Požadavek nízkého šumového čísla je splněn vhodnou volbou vysokofrekvenčního tranzistoru zapojeného na vstupu přijímače. Velkého zesílení je dosaženo použitím dvou zesilovacích stupňů ve vstupní RF části. První stupeň je řešen jako tranzistorový zesilovač a druhý je realizován pomocí integrovaného tříbodového zesilovače. Mezi oba zesilovací stupně je umístěna pásmová propust, která je naladěna na frekvenci přijímaného signálu a zároveň potlačuje případný signál nacházející se na zrcadlové frekvenci. Signál na zrcadlové frekvenci by bylo možné potlačit například dvojím směšováním, ale složitost obvodu by značně vzrostla. Bylo by nevhodné zapojit tuto pásmovou propust přímo na vstup přijímače, protože by svým vložným útlumem degradovala šumové číslo přijímače. Signál ze vstupní RF části vstupuje do směšovače, kde se směšuje s externě přivedeným oscilačním signálem. Před LO vstupem směšovače je zapojen zdvojovač kmitočtu, který umožňuje, aby bylo použito oscilačního signálu o nižší frekvenci. Za směšovačem se nachází výstupní IF část, která se skládá z filtru a mezifrekvenčního zesilovače. Mezifrekvenční filtr ze spektra odstraní nežádoucí složky signálu, které mají rušivý charakter a výsledný užitečný signál zkreslují, a zesilovač pak dále mezifrekvenční signál zesílí. Celá výstupní IF část slouží hlavně k oddělení vstupní RF části od dalších obvodů přijímače. Přinávrhujesicekladendůraznacitlivost,alecelýpřijímačbynemělmít přílišvysokýzisk.tentoziskvžádnémpřípaděnesmípřesáhnout30db,protožeby hrozilo přebuzení dalších zařízení zapojených na výstup přijímače. 4

16 V následujícím textu jsou jednotlivé části přijímače podrobně rozebrány v pořadí, v kterém jsou navrhovány v programu Ansoft. 2.1 Vstupní RF zesilovač RF filtr Filtr je realizován čtyřmi vázanými mikropáskovými vedeními. Jedná se o tzv. interdigitální zapojení, viz obr 2.2. Byla-li by délka každého vedení λ/4, choval by se úsek vedení, jehož jeden konec je zkratovaný, jako paralelní rezonanční obvod. Při přesném návrhu by tedy stačilo vedení vhodně napočítat tak, aby se chovalo jako paralelní rezonanční obvod na dané frekvenci. V praxi je však vhodnější úsek poněkud zkrátit. Zkrácený úsek vedení má pak charakter indukčnosti a kapacitními trimry připojenými na otevřený konec vedení lze vyladit celý filtr do rezonance. Na krajních vedeních je pak nutné nalézt místa, kde bude filtr dobře přizpůsoben. Vzhledem k faktu, že impedance zkratovaného konce vedení je nulová a roste směrem k otevřenému konci, kde je impedance ideálně nekonečná, bude se místo s ideální přizpůsobením pro 50 Ω nacházet blíže ke zkratovanému konci. Obr. 2.2: interdigitální filtr Prvním krokem návrhu celého zařízení v programu Ansoft je vždy výběr vhodnéhosubstrátu.vtomtopřípaděsejednáosubstrátduroid5880.naobr2.3je výřez okna nastavení zvoleného substrátu, ve kterém jsou již nadefinovány reálné hodnoty. PronávrhfiltrůmávsoběsiceAnsoftvestavěnýtool,alepřinávrhumikropáskového filtru pomocí tohoto toolu nebyly výsledky nijak uspokojivé. Filtr byl tedy 5

17 Obr. 2.3: výřez okna nastavení substrátu navržen tak, že se do schematu vložila čtyřnásobná vázaná vedení. Celková délka filtrubylazvolena20mmarozměryšířekvedeníspolusmezeramimezivedeními byly odhadnuty v řádu nízkých jednotek milimetrů. Charakteristiky filtru čtvrtého řádu s těmito parametry však nebyly vyhovující, takže bylo nutné tyto parametry optimalizovat v prostředí T une. Postupnou optimalizací všech parametrů bylo dosaženo průběhů podle obr 2.4. Při optimalizaci byla snaha dosáhnout co možná nejlepšího přizpůsobení na vstupu i výstupu filtru, které by klesalo pod hodnotu -20dBvceléšířcepásma.Rovněžbylasnahanavrhnoutfiltrtak,abymělconejvětší potlačení signálů na zrcadlové frekvenci, které by u perfektně navrženého filtru dosahovalo 80 db. Bylo však nutné hledat kompromis, protože u filtru se značným potlačením signálů na zrcadlové frekvenci na druhou stranu rostl jeho vložný útlum atímseidegradovalošumovéčíslopřijímače.přinávrhubylodbánonato,abybyl vložný útlum co možná nejmenší a potlačení signálů na zrcadlové frekvenci v žádném případěnekleslopod60db. Výsledné rozměry filtru jsou následující: -šířka1.a4.vázanéhovedení w 1 = 2mm -šířka2.a3.vázanéhovedení w 2 = 2,2mm -šířkamezerymezi1.a2.azároveň3.a4.vázanýmvedením s 1 = 4mm -šířkamezerymezi2.a3.vázanýmvedením s 2 = 4,7mm -délkazkrácenéhovedení p 0 = 20mm -vzdálenostumístěnívstupuavýstupuodzkratovanéhokoncevedení p 1 = 3,7mm Přisimulacifiltrumuselbýtbránzřetelnakruhovéprokovysprůměrem1mm, kterými je realizováno uzemnění a které představují indukčnosti. Výsledná ladicí 6

18 Obr. 2.4: přenos a přizpůsobení filtru čtvrtého řádu kapacita pro doladění filtru do rezonance na pracovní frekvenci 1296 MHz vychází přibližně2,55pf.prokorektnínávrhasimulacimuselabýtdoobvodufiltrurovněž zapojena komponenta MS Tee,která slouží k regulernímu navázání dalších obvodů na filtr. Celkové vlastnosti jsou velmi dobré. Potlačení signálu na zrcadlové frekvenci se pohybujeokolohodnoty70db.šířkapásmapropoklespřenosuo3dbje42mhz. V propustném pásmu není přenos ideální, čili jednotkový, ale klesá na hodnotu -1,95dB Tranzistorový zesilovač Obecný návrh Při návrhu jakéhokoliv tranzistorového zesilovače je nutné vyšetřit jeho stabilitu. Při posuzování stability lze použít například Rolletův činitel stability, který se spočítá ze známých s-parametrů daných pro konkrétní pracovní bod a frekvenci. Je-li Rolettův činitel stability větší než jedna, je tranzistor absolutně stabilní a lze v návrhu přejít k návrhu přizpůsobovacích obvodů. V opačném případě je nutné zajistit stabilitu zesilovače. Toho lze docílit například unilaterizací, zápornou zpětnou vazbou, zatlumením nebo vhodnou volbou přizpůsobovacích impedancí, které jsou dány kružnicemi stability. Unilaterizace může být v praxi obtížně proveditelná a záporná vazba provedená například zapojením rezistoru do obvodu emitoru(source) rovněž není v případě nízkošumových aplikací vhodná, protože emitorový rezistor zhoršuje šumové vlastnosti[4]. 7

19 Po zajištění stability tranzistorového zesilovače je nutné navrhnout přizpůsobovací obvody, které mají za úkol přetransformovat impedanci ze středu Smithova diagramu(50 Ω) do vhodně zvoleného místa, které je ve Smithově diagramu určené kružnicemi konstantního zisku, případně konstantního šumového čísla. U nízkošumových aplikací se vstup tranzistoru přizpůsobuje šumově a výstup výkonově. Po syntéze těchto přizpůsobovacích obvodů je pak nutné navrhnout napájecí obvody, které zajistí daný pracovní bod. Cílem této práce není popsat matematický aparát, proto lze nejsou uvedené žádné vztahy pro výpočet Rolletova činitele stability, polohy kružnic konstantního zisku a šumového čísla apod. Matematický aparát lze nalézt například v[1, 2]. Celý návrh tanzistrového RF zesilovače v programu Ansoft vychází z výše uvedeného obecného návrhu. Pracovní bod a stabilita Prvním krokem návrhu tranzistorového zesilovače je volba vhodného tranzistoru a jeho pracovního bodu. Do tohoto nízkošumového přijímače byl vybrán tranzistor ATF od firmy Avago[3]. Jedná se o nízkošumový tranzistor vyráběný technologií E-pHEMT(enhancement-mode high-electron mobility transistor). Jednou z výhod této technologie je, že není nutné nastavovat záporné předpětí na elektrodě gate, ale je zde možnost přivést kladné předpětí okolo 0,6 V stejně jako u bipolárních tranzistorů[5], což usnadňuje návrh napájecích obvodů. Při návrhu tranzistorového zesilovače byla snaha vybrat takový pracovní bod, v kterém bude mít zesilovač nejlepší vlastnosti. V datasheetu daného tranzistoru [3]jeuvedenasadacharakteristiktranzistoruprofrekvence900MHza2GHz.Při návrhu se vycházelo z charakteristik pro frekvenci 900 MHz, které jsou zobrazeny na obr 2.5. Přijímač sice bude pracovat na frekvenci 1296 MHz a charakteristiky se tedy budou pravděpodobně lišit, ale předpokládá se, že odchylky budou menší, než při návrhu podle charakteristik pro 2 GHz, protože pracovní frekvence se víc blížík900mhz.zcharakteristikplyne,žešumovéčíslosesevzrůstajícímproudem drainem mění minimálně, zatímco zisk roste. Klidový proud drainem byl tedy zvolen 60 ma, protože při tomto proudu je tranzistor nejvíc odolný proti vzniku intermodulačních složek třetího řádu. Napětí mezi drainem a sourcem bylo zvoleno 3 V z důvodu nižšího šumového čísla a vyššího zisku. Bod jednodecibelové kompresejesicepřitomtonapětínižšínežpřinapětí 4V,alenepředpokládáse,žeby tranzistorový zesilovač zpracovával velké signály. Při zkoumání, jak se tranzistor chová, když se na jeho výstupní svorku připojí navržený filtr, bylo zjištěno, že tranzistor má sklony k nestabilitě, protože vstupní napěťovýčinitelodrazu s 11 přesahovalhodnotu0db.nápravybylodosaženozčásti 8

20 Obr. 2.5: charakteristiky závislostí dosažitelného zisku, šumového čísla, bodu zahrazení a jednodecibelové komprese v závisloti na proudu a napětí drainu pro frekvenci 900MHz[3] tlumícím rezistorem s hodnotou 22 Ω v drainu tranzistoru a zčásti indukčnostmi zapojenými k source. Tyto indukčnosti jsou realizovány mikropáskovými vedeními s rozměry 0,5 x 2 mm. Na každou elektrodu source připadá jedna indukčnost. UzemněníjevAnsofturealizovánoprokovemnazemsprůměrem 0,6mm,kterýsesám chová rovněž jako indukčnost. Přizpůsobovací obvody Po zajištění stability bylo nutné navrhnout vhodné přizpůsobovací obvody. Ze Smithova diagramu v programu Ansoft bylo zjištěno, že vstupní tranzistor, za který je připojený filtr, může být přizpůsoben tak, aby měl celek maximální dosažitelný zisk G max =18dB,nebobylnejlépešumověpřizpůsobensšumovýmčíslem F =0,32dB. 9

21 Na obr 2.6 je ve Smithově diagramu červenou barvou vynesena kružnice minimálního šumového čísla, která se zobrazí na bod. Dále je zelenou barvou zobrazena soustředná kružnice zobrazující šumové číslo F = 0,33 db a fialová kružnice zobrazujícíšumovéčíslo F =0,34dB.Přinávrhupřizpůsobovacíhoobvodujenutnévyjít zestředu Smithova diagramu a dostat se do bodu nejlepšího šumového přizpůsobení. Tohoto je možné dosáhnout například zařazením na zem připojeného 100 Ω vedení sdélkou 22,4mm.Propřizpůsobeníbysedalodalopoužíti50Ωvedení,alebylo zjištěno, že se vzrůstající impedancí vedení se zkracuje potřebná délka vedení a šetří se tak místo na desce plošného spoje. Rovněž by se pro přizpůsobení dala použít na zem připojená indukčnost L = 13 nh, ale parametry reálných indukčností nejsou příliš příznivé a značně by zhoršovaly šumové vlastnosti obvodu. Z tohoto pohledu má nezanedbatelný vliv na šumové číslo činitel jakosti cívky Q. Ve Smithově diagramu je rovněž vidět část černé kružnice stability ve vstupní rovině činitelů odrazu. Z tohoto pohledu je zřejmé, že je tranzistor absolutně stabilní. Obr. 2.6: vstupní přizpůsobení tranzistoru Návrh výstupního přizpůsobovacího obvodu je poněkud komplikovanější. Do Smithova diagramu je modrou barvou vykreslena kružnice konstantního dosažitel- 10

22 néhozisku G a =17dBvroviněvstupníchčinitelůodrazuahnědoubarvoustejná kružnice v rovině výstupních činitelů odrazu. Na kružnici konstantního dosažitelného zisku v rovině zátěže je nutné najít bod, který odpovídá transformaci bodu v rovině vstupu, pro který je navrženo vstupní přizpůsobení. K tomuto bodu je nutné nalézt komplexně sdružený bod. Při návrhu přizpůsobovacího obvodu se pak hledá cesta z tohoto komplexně sdruženého bodu, z důvodu vykompenzování jalové složky výkonu, do daného bodu na kružnici konstantního zisku a dále pak do středu Smithova diagramu. Výstupní přizpůsobení je realizováno pomocí na zem připojeného 100Ωvedenísdélkou 16,7mm.Šířkatakovéhotovedeníjestejnějako v případě vstupního přizpůsobení, rovna 0, 65 mm. Za toto vedení je nutné připojit sériověkondenzátorskapacitou C =2,2pF Výsledné zapojení přizpůsobovacích a stabilizačních obvodů je uvedeno na obr 2.8.Zapojeníjenutnédoplnitovazebníkondenzátory C 1 3 sdostatečnoukapacitou C =100pF,abynebylonapájecínapětízkratovánosezemí. Obr. 2.7: výstupní přizpůsobení tranzistoru 11

23 Obr. 2.8: tanzistorový zesilovač se stabilizačními a přizpůsobovacími obvody Napájecí obvody Pro tranzistorového zesilovače bylo zvoleno napájecí napětí 5 V. Struktura napájecích obvodů je zobrazena na obr 2.9. Nutno podotknout, že všechna uzemnění v obvodu jsou realizována prokovy s průměry 0,6 mm stejně jako v případě indukčností v elektrodách source tranzistoru. Pro správné nastavení pracovního bodu je nutnévypočítathodnoturezistoru R 2 podlerovnice R 2 = U n U ds R 1 I ds I ds +I bb, (2.1) kde I bb jeproudtekoucíděličempronastavenípředpětínaelektroděgate.hodnota tohotoproudubylazvolena1ma.mezi R 1 a R 2 jevloženatlumivkasindukčností L = 68 nh[11], která zabraňuje pronikání signálu do obvodu napájení. Na pracovním kmitočtumátatocívkareaktancipřes 500Ω.Tatotlumivkajezapojenaivobvodu, který zajišťuje předpětí pro gate tranzistoru. Rezistory R 3 a R 4 tvoříděličurčujícínapětínaelektroděgate,kterébysemělo pohybovat díky již zmiňované technologii E-pHEMT okolo hodnoty 0,59 V. 12

24 Obr. 2.9: napájecí obvody tranzistorového zesilovače Hodnotyrezistorů R 3 a R 4 sevypočítajípodlevztahů R 4 = U gs I bb a (2.2) R 3 = (U Rss U gs )R 1 U gs, (2.3) kde U Rss jenapětímezirezistory R 1 a R 2.Předpokládáse,žeúbyteknapětínaindukčnostijenulový.Zapojeníděličenapětímezirezistory R 1 a R 2 vnesedoobvodu zesilovače zápornou zpětnou vazbu, která zlepší stabilizaci pracovního bodu tranzistoru. Ke všem vypočteným rezistorům byly z řady E24 nalezeny nejbližší reálné hodnoty. Při zapojení rezistorů s reálnými hodnotami je předpětí na gate 0,592 V, což je sice očekávaná hodnota, ale v reálu se může napětí lišit díky toleranci použitých rezistorů. Mezi takto navrženým děličem a elektrodou gate tranzistoru je vložen vysokoohmovýrezistor R 5 podledoporučenívýrobce[3]. Obvodjedáledoplněnokondenzátory C 5 7.Tytokondenzátorysloužíkfiltraci signálu v napájení a jejich reaktance se pohybuje v řádu desetin Ω. Na obr 2.10 jsou vykresleny průběhy s-parametrů a šumového čísla tranzistorového zesilovače včetně přizpůsobovacích a napájecích obvodů. Všechny ideální 13

25 rezistory a kondenzátory jsou nahrazeny reálnými součástkami v pouzdrech SMD Modely rezistorů jsou použity od firmy Dale a modely kondenzátorů od firmy Philips. Pro správné přizpůsobení je nutné zvětšit velikost mikropásku na vstupu zesilovačez22,4mmna 28mm.Největšívlivnašumovéčíslomajíkondenzátory na vstupu zesilovače. Obr. 2.10: napájecí obvody tranzistorového zesilovače Tříbodový zesilovač Pro návrh druhého RF zesilovače byl vybrán tříbodový integrovaný zesilovač ERA-1SM od firmy Minicircuits[12]. Teoreticky by bylo možné použít opět tranzistor stejně jako v prvním zesilovacím stupni. Výsledné šumové číslo by se sice zlepšilo, ale zisk celého zařízení by byl příliš vysoký. ERA-1SM patří mezi univerzální širokopásmové zesilovače, které jsou impedančně přizpůsobeny na vstupu i výstupu, a které potřebují minimum externích součástek pro svoji správnou funkci. Celkové schéma druhého zesilovacího stupně je zobrazeno na obr Tento zesilovač má doporučené pracovní napětí na svém výstupu 3, 4 V a proud tekoucízesilovačem 40mA.Zesilovačjenapájenzezdrojenapětí9V.Zohmova zákonajepakjednoduchévypočítathodnoturezistoru R 6 azvolitnejbližšívhodnou hodnotu z řady E24. Napájecí obvod je, stejně jako v případě prvního zesilovacího stupně, doplněn o indukčnost, která zabraňuje pronikání užitečného signálu do napájecích obvodů, a kondenzátor, který dále filtruje případné nežádoucí frekvenční složky. V zapojení jsou použity opět reálné prvky. 14

26 Obr. 2.11: druhý zesilovací stupeň Simulace celého RF zesilovače Na obr 2.12 jsou vyobrazeny průběhy s-parametrů a šumového čísla tranzistorového zesilovače a filtru v závislosti na frekvenci. Je vidět, že šumové číslo se drží stále na nízké hodnotě 0, 44 db. Rovněž vstupní i výstupní přizpůsobení jsou uspokojivá. Vstupní činitel odrazu se sice pohybuje kolem hodnoty 8 db, ale je to způsobeno tím, že tranzistorový zesilovač není přizpůsoben výkonově, ale šumově. Obr. 2.12: charakteristiky zapojení tranzistorového zesilovače a filtru Na obr 2.13 jsou vykresleny průběhy celého RF zesilovače. Výrobce bohužel ne- 15

27 dodává šumové parametry k integrovanému zesilovače ERA-1SM, ale uvádí pouze typické a maximální šumové číslo. Proto je nutné vypočítat šumové číslo RF zesilovače ručně pomocí vztahu 1.4. Typické uváděné šumové číslo tohoto zesilovače je 4,3dB(2,69vabsolutnímíře)amaximálníšumovéčísloje 5,3dB(3,38vabsolutní míře). Další potřebné hodnoty pro výpočet šumového čísla jsou: - šumové číslo tranzistorového zesilovače a filtru: 0,44 db-> 1,1 -ziskzesilovačeafiltru:14,7db->29,5 Na základě těchto hodnot bylo vypočteno, že typické šumové číslo celého RF zesilovačeje 0,63dBamaximálníšumovéčísloje 0,72dB.CelkovýpřenosRFzesilovačenapracovnífrekvencije 26,2dB,vstupníčinitelodrazumáhodnotu 7,8dB a výstupní činitel odrazu dosahuje hodnoty až 13, 6 db. Obr. 2.13: charakteristiky celého RF zesilovače 16

28 2.2 Výstupní IF zesilovač IF filtr Mezifrekvenční filtr slouží hlavně k potlačení nežádoucích signálů ve spektru a ke zlepšení vzájemné izolace mezi branami LO a RF směšovače a výstupu celého přijímače. Mezifrekvenční filtr v tomto přijímači je řešen jako pásmová propust s šířkou pásma řádově srovnatelnou s šířkou pásma RF zesilovače. Matematický aparát pro návrh takového filtru je uveden například v[8], ale ruční výpočet a odladění takovéhoto filtru je značně pracné. Snazší metodou pro návrh mezifrekvenčního filtru(a filtrů všeobecně) je použití toolboxu Filter Design, který je součástí Ansoftu. Po otevření tohoto toolboxu se zobrazí okno pro výběr typu filtru, jeho topologie, aproximace atd., viz obr Z tohoto okna je vidět, že program Ansoft je schopen navrhnout značné množství filtrů různých topologií a aproximací. Pro návrh tohoto mezifrekvenčního filtru byl vybrán filtr skládající se ze dvou kapacitně vázaných paralelních rezonančních obvodů, který je v Ansoftu označován jako Lumped with Inverters- Capacitive PI, čili filtr se součástkami se soustředěnými parametry s invertory, které jsou řešeny jako kapacitní PI-články. Obr. 2.14: výřez okna pro výběr filtru Dalším krokem návrhu filtru je zadání parametrů přenosové charakteristiky filtru.naobr2.15jevidětvýřezoknaprozadávánítěchtoparametrů.tentofiltrje realizován jako filtr druhého řádu s dovoleným zvlněním 0,1 db v propustném pásmu. Střednífrekvenceje144MHzašířkapásma10MHz.Přinávrhubyloexperimentálně zjištěno, že reálná šířka pásma je vždy o něco větší. Poslední dva zadávané parametryjsouimpedancenavstupuavýstupufiltru.zdůvoduvyššíjakostiobvoduatedy menšíšířkypásmabylytytoimpedancezvolenymnohemvyššínež50 Ω.Kfiltru je tedy nutné navrhnout odpovídající odbočky. V pravé části okna je vidět nástin takto zadané přenosové charakteristiky. V dalším kroku program zobrazí topologii filtru s hodnotami součástek. 17

29 Obr. 2.15: výřez okna pro zadání parametrů přenosové charakteristiky filtru Konstrukce filtru je taková, že všechny kondenzátory budou SMD prvky s pevnými hodnotami a cívky budou laditelné feritovým jádrem. Pro konstrukci cívek byly zakoupeny cívkové sady RFC 51K[13] a vhodná feritová jádra FC 5100B[14]. Z praktického pohledu je vhodnější navinout cívku například o pěti závitech, změřit ji, a naměřené hodnoty zpětně vložit do simulátoru a navrhnout potřebné hodnoty kondenzátorů, než se snažit navinout cívku s přesně danou indukčností. V tabulce 2.1 jsou uvedeny zprůměrované naměřené hodnoty obou navinutých cívek. Do programu Ansoft byla tedy vložena cívka s parametry odpovídajícími napůl zašroubovanému feritovému jádru. Nutno podotknout, že toto jádro značně znehodnocuje činitel jakosti cívky a tedy i celého filtru, a bylo experimentálně zjištěno, že činitel jakosti cívkysferitovýmjádremsepohybujenanízkýchhodnotáchokolo50anenítedy možnénavrhnoutfiltrsmenšíšířkoupásmanež10mhz.svyššímčinitelemjakosti by bylo možné dosáhnout i menšího vložného útlumu. feritovéjádro L[nH] Q[-] téměř vysunuté 48,8 55 v poloze uprostřed 54,3 46 zcela zasunuté 61,7 44 Tab. 2.1: naměřené hodnoty cívek Z Thompsonova vztahu bylo vypočteno, že potřebná paralelní kapacita pro doladění paralelních rezonančních obvodů na hodnotu mezifrekvence 144 M Hz se pohybujekolemhodnoty 22pF.Vprostředí Tunesepakhledalyoptimálníhodnoty všech kapacit tak, aby byl filtr dobře přizpůsoben na vstupu i výstupu. Rovněž zde byla snaha naladit filtr na kritickou vazbu z důvodu co možná nejmenšího vložného 18

30 útlumu a nejmenší možné šířky pásma. Schema takto navrženého filtru je zobrazeno naobr2.16. Obr.2.16:IFfiltr Charakteristiky takto vytvořeného mezifrekvenčního filtru jsou zobrazeny na obr Červenou křivkou je vynesen přenos filtru a zelenou křivkou jsou vyneseny vstupní i výstupní přizpůsobení zároveň, neboť je filtr reciproký. Z charakteristik lze vyčíst,žešířkapásmapropokleso3dbtohotofiltruje12mhz,vstupníavýstupní napěťovýčinitelodrazuklesáažna-30dbavložnýútlumvpropustnémpásmujsou 4dB. Obr. 2.17: charakteristiky IF filtru IF zesilovač Jako aktivní prvek mezifrekvenčního zesilovače byl zvolen monolitický zesilovač MAR-4SM od firmy Minicircuits. Vnitřní struktura tohoto zesilovače je řešena jako 19

31 Obr. 2.18: zapojení IF zesilovače Darlingtonovo zapojení a jako celek vyniká tím, že je impedančně přizpůsoben na vstupu i výstupu a pro svou funkci tedy vyžaduje minimum externích součástek [7]. Zeilovač patří do stejné kategorie univerzálních zesilovačů stejně jako ERA-1SM v případě RF zesilovače. U tohoto zesilovače není nutné, ani není žádoucí, aby měl příliš vysoký zisk. Tento zesilovač složí hlavně k tomu, aby vykompenzoval ztráty směšovače a IF filtru a zároveň poskytl na výstupu přijímače impedanci 50 Ω. Výrobceuvádí,žeziskzesilovačenamezifrekvencibymělbýttypicky8,3dB. Celkové zapojení zesilovače MAR-4SM včetně IF filtru je znázorněno na obr Pronastavenípracovníhobodu5,2V a50masloužírezistor R 7,jehožhodnotase vypočítápodleohmovazákonapronapájecínapětí+9v.zřadye24jepaktéto hodnotě nejblíž hodnota 75 Ω. Pro zamezení vniku signálu do napájecích obvodů sloužícívka L 6 [11]akondenzátor C 17.Cívkajevybránatak,abynapracovním kmitočtu 144 MHz měla velkou impedanci. V tomto případě se impedance pohybuje kolemhodnoty 900Ω.Vazebníkondenzátor C 16 afiltračníkondenzátor C 17 jsou vybrány tak, aby měly co nejmenší reaktanci v řádu desetin Ω. Výsledné charakteristiky mezifrekvenčního zesilovače jsou zobrazeny na obr Zprůběhus-parametrůjepatrné,žeziskceléhoIFzesilovačejsou4,5dBažepřizpůsobení na vstupu i výstupu zesilovače jsou velmi uspokojivá. 2.3 Zdvojovač kmitočtu Z důvodu, že pro přijímač bude použit externí generátor LO signálu pro směšovač, který nepracuje na potřebně vysoké frekvenci, je nutné před LO vstup směšovače vložit zdvojovač kmitočtu, který bude násobit vstupní signál o kmitočtu 576 MHz na potřebnou frekvenci 1152 MHz tak, aby byl konvertován vstupní signál s frekvencí 1296MHznakmitočet144MHz.Zdvojovačkmitočtupracujetak,žeseobecněna 20

32 Obr. 2.19: výsledné charakteristiky IF zesilovače nelineárním prvku zdeformuje vstupní signál. Vznikne tak široké spektrum výstupních harmonických složek, z kterých se vybere potřebná užitečná složka. Pro tento zdvojovač kmitočtu je opět nutné navrhnout vhodnou pásmovou propust, která je naladěna na druhou harmonickou frekvenci vstupního signálu. Tento filtr musí dobře potlačit ostatní harmonické složky. Důraz je kladen hlavně na potlačení základní harmonické frekvence vstupního signálu. Toto potlačení by mělo být vevýsledkulepšínež40db.filtrje,stejnějakovpřípaděrffiltru,navrženopět pomocí mikropáskových vedení. Detailní rozbor návrhu zde tedy není zapotřebí. Výsledná charakteristika filtru je vykreslena na obr Z průběhu lze vyčíst, že filtr potlačuje první harmonickou signálu oproti druhé harmonické signálu o 66 db. Výsledné rozměry a dolaďovací kapacita filtru jsou: -šířka1.a3.vázanéhovedení w 1 = 2,2mm -šířka2.vázanéhovedení w 2 = 2,4mm -šířkamezerymezivázanýmivedeními s 1 = 4,1mm -délkazkrácenéhovedení p 0 = 20mm -vzdálenostumístěnívstupuavýstupuodzkratovanéhokoncevedení p 1 = 4,1mm -dolaďovacíkapacita C = 3,58pF Jako nelineární prvek byl vybrán v obchodě běžně dostupný vysokofrekvenční bipolárnítranzistorbfp450[17].najehovstupusenacházejíkondenzátory C 18 a C 19, které slouží jako vstupní impedanční přizpůsobení(na vstupní frekvenci je jejich výsledná reaktance 50 Ω) a zároveň slouží jako stejnosměrné oddělení tranzistoru od předcházejícíchobvodů.funkcistejnosměrnéhoodděleníplníikondenzátor C 21.Pro nastavenístejnosměrnéhopracovníhobodujenutnévypočítathodnotyodporů R 8 21

33 Obr. 2.20: charakteristiky filtru pro zdvojovač kmitočtu a R 9 podlenásledujícíchvztahů: R 8 = (U n U ce ) I c, (2.4) R 9 = (U ce U be )h fe I c (2.5) NazákladěnásledujícízvolenýchhodnotbylyvypočtenyhodnotyrezistorůR 8 = 200Ω a R 8 = 17kΩ.Vprostředí Tunepakbylyhodnotyoptimalizoványprocomožnánejvětší potlačení mezi první a druhou harmonickou složkou signálu. Výsledné hodnoty prosimulacijsou R 8 = 220ΩaR 8 = 27kΩ,vizschemanaobr U n = 5V - U ce = 3V - U be = 0,8V - h fe = 80 - I c = 10mA Za filtrem je dále zapojen univerzální širokopásový zesilovač MAR-3SM[16], kterýjestejnějakovpředchozíchpřípadechnastavenrezistorem R 10 dosvéhopracovníhobodu5v a35ma.tentozesilovačzdeplnídvěfunkce.jednaksvýmzesílením 12 db dostavuje na výstupu potřebnou úroveň signálu 7 dbm a jednak slouží jako buffer, který má na výstupu definovanou impedanci 50 Ω. Na obr 2.22 je vyobrazeno spektrum signálu na výstupu zdvojovače kmitočtu. Je na něm dobře vidět, že užitečný signál na druhé harmonické složce vstupního signálu má potřebnou úroveň a že základní harmonická složka vstupního signálu je potlačenao62db.vstupníbudicísignálmělpřisimulaciúroveň-6dbm. 22

34 Obr. 2.21: schema zdvojovače kmitočtu Obr. 2.22: spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu V rámci návrhu zdvojovače kmitočtu byla vyrobena zvláštní deska plošného spoje a tento zdvojovač byl pokusně vyroben a odladěn, aby byla potvrzena domněnka, že tato topologie bude fungovat. Při ladění zdvojovače se jako optimální hodnotarezistoru R 8 ukázalahodnota 3kΩ.Taktovelkýrozdílodporuoprotinasimulované hodnotě si lze vysvětlit tak, že v simulaci je použit model tranzistoru a parametry reálného tranzistoru se mohou od modelu lišit. Nejkritičtější je v tomto ohleduparametr h fe,kterýmáširokýrozptylhodnot. 23

35 2.4 Směšovač Pro použití v tomto přijímači byl vybrán směšovač RMS-30+ od firmy Minicircuits. Jedná se o pasivní dvojitě vyvážený diodový směšovač pracující v pásmu MHz [6]. Tento směšovač je jednoduchý integrovaný obvod, který pro svoji činnost nepotřebuje žádné další externí součástky. Na jeho RF vstup se přivedesignálzvýstupurfzesilovačeanajeholovstupsepřivedesignálzexterníhooscilátoru,jenžbudemítpodlezadáníúroveň7dbm.abybylonavýstupu přijímače dosaženo mezifrekvence 144 MHz, musí oscilátor, který zde figuruje jako Down-Converter, pracovat na kmitočtu 1156 MHz. Z brány IF se pak odebírá mezifrekvenční signál, který je dále zpracováván v IF zesilovači. Charakteristické parametry směšovače jsou následující: -maximálníúroveňsignálunarfvstupu:20dbm - průměrné konverzní ztráty: 7 db -bod1dbkomprese:1dbm -intermodulačníprůsečíkip 3 :11dBm(výstup) -frekvenčnírozsahvýstupu:dc 1GHz - průměrná LO-RF izolace: 27 db - průměrná LO-IF izolace: 20 db Simulace se směšovačem Firma Minicircuits bohužel neposkytuje k tomuto směšovači ani model ani jakákoliv data, která by se dala použít například v Ansoftu. V prostředí System programu Ansoft byl proto pro simulaci vybrán prvek MIXER, v kterém se dají ručně nastavit různé parametry. Výsledky simulací jsou ale pouze přibližné a orientační, protože výrobce neposkytuje všechna potřebná data pro simulace. Chybí například informaceofázičinitelůodrazu.kdispozicijsoupouzehodnotypsv,zkterýchsedá vypočíst pouze modul činitelů odrazu. Pro zadanou RF frekvenci byly z datasheetu [6] odečteny následující hodnoty: -konverzníztráty:6db -L->Rizolace:30dB -L->Iizolace:22dB -R->Iizolace:20dB -bod1dbkomprese:0,6dbm - PSV RF :3,6 - PSV LO :1,47 - PSV IF :1,8 24

36 Na obr 2.23 je vykresleno spektrum signálu na výstupu celého přijímače. Vstup bylbuzenvýkonemsignáluoúrovni-30dbmafrekvenčněrozmítánod1do2ghz skrokem1mhz.vespektrujsouvidětspektrálnísložky,kterésedostalyzvstupu přímo na výstup a složky, které vznikly konverzí směrem nahoru. Všechny tyto složky jsou však dostatečně potlačeny a na reálném spektrálním analyzátoru by pravděpodobně byly utopeny v šumu. Z vlastností spektra bylo zjištěno, že celý přijímačmášířkupásma12mhzazisk24db. Obr. 2.23: spektrum na výstupu přijímače 2.5 Napájecí obvod celého přijímače Základem napájecího obvodu přijímače je 9 V stabilizátor napětí. Pro tuto aplikaci byl vybrán stabilizátor L78M09CDT od firmy STMicroelectronics[10], kterým může téct proud až 0,5 A. Reálná spotřeba přijímače se pohybuje okolo hodnoty 200 ma, viz tabulku 2.2, takže při běžném provozu(bez poruchy) nehrozí zničení stabilizátoru příliš velkým protékaným proudem. Tento stabilizátor je umístěný do SMD pouzdra TO-252(DPak), což umožňuje snadnou montáž na desku plošného spoje. Na vstup stabilizátoru může být přiváděno maximální napětí 35 V. Čím nižší napětí bude přiváděno na vstup, např. 12 V, tím menší ztrátový výkon bude ve stabilizátoru vznikat. Tento stabilizátor ke své činnosti sice nepotřebuje externí chladič, nicméně je vhodné vytvořit oblast, na kterou bude přiletována ploška s nulovým potenciálem, dostatečně velkou, aby se zajistil dobrý odvod tepla. Na vstup stabilizátoru je sériově připojena ochranná dioda 1N4007, která chrání stabilizátor proti přepólování, a tantalový kondenzátor sloužící jako zásobník energie při proudových špičkách. 25

37 Protože oba tranzistory použité v tomto přijímači mají maximální napětí mezi drainem a sourcem, resp. kolektorem a emitorem, 5V, je nutné použít ještě přídavný pětivoltový stabilizátor napětí[18], který snese výstupní proud 100mA. Z tabulky 2.2 je zřejmé, že tento proud není překročen. V pracovním režimu mají sice tranzistory na drainu/kolektoru menší napětí a teoreticky by bylo možné použít napájení 9V, ale při poruše vstupních biasovacích obvodů by se na tranzistoru mohlo objevit plné napětí a tranzistor by se tak zničil. Obr. 2.24: napájecí obvod přijímače aktivní prvek umístění proudový odběr[ma] napájecí napětí[v] ATF RF zesilovač 60 5 ERA-1SM RF zesilovač 40 9 MAR-4SM IF zesilovač 50 9 MAR-3SM zdvojovač kmitočtu 35 9 BFP450 zdvojovač kmitočtu 10 5 Tab. 2.2: klidové proudové odběry aktivních prvků Celé schema napájecího obvodu je nakresleno na obr Podle doporučení výrobce jsou na vstup i výstup stabilizátorů připojeny filtrační kondenzátory s kapacitami330nfa100nf. 26

38 3 REALIZACE A MĚŘENÍ 3.1 Návrh desky plošného spoje a konstrukční řešení Na základě schematu přijímače, které je zobrazeno v příloze A, byla navržena deska plošnéhospoje.naobr3.1jezobrazenmotivdeskyisjejímirozměry.jednáse opohledzvrchnístrany.spodnístranajecelávylitámědíatvořízem.naobr3.2je pak zobrazen osazovací výkres desky. Dolaďovací kapacitní trimry v RF a LO filtru, dolaďovací cívky v mezifrekvenčním filtru a pětivoltový stabilizátor napětí jsou sice zobrazeny z vrchu, ale v přijímači jsou připájeny zespodu. Napájení je do přijímače přivedeno pomocí průchodkového kondenzátoru na plošku k anodě ochranné diody. Na základě rozměrů výsledné desky byla pro přijímač vyrobena celokovová krabička z pocínovaného plechu tloušťky 0,5 mm s odnímatelnými víčky. Celková výška krabičky i s oběma víčky je 25 mm. Pro vysokofrekvenční signál jsou použity panelové SMA konektory. Obr. 3.1: deska plošného spoje 27

39 Obr. 3.2: deska plošného spoje- osazovací výkres 3.2 Měření dílčích částí přijímače Zdvojovač kmitočtu Při měření parametrů zdvojovače kmitočtu byl na jeho vstup přiveden signál z vf. generátoru o frekvenci 576 MHz. Při požadavku mezifrekvence 146 MHz, na kterou bude pravděpodobně přijímač muset také konvertovat užitečný signál, je nutné přivést na vstup zdvojovače signál o frekvenci 575 MHz. Bylo experimentálně ověřeno, že přijímač umí pracovat s oběma kmitočty na LO vstupu. Na výstup zesilovače MAR-3SMbylpřinepřiletovanémkondenzátoruC 23 pomocísondy(padesátiohmový kabel + SMA konektor) připojen spektrální analyzátor. Ladění výstupního signálu o kmitočtu 1150 MHz na požadovanou úroveň 7 dbm se provádělo dostavováním kapacitních trimrů a změnou vstupního výkonu. Na obr 3.3 je vidět změřené výstupní spektrum zdvojovače kmitočtu při přivedení vstupního výkonu 0 dbm. Podle simulacíbymělbýtsignál575mhzpotlačeno66db,alezespektrajepatrnépotlačení tohotosignáluo54db.totopotlačeníjesiceoprotiteoretickéhodnotěmenší,ale i tak je jeho hodnota uspokojivá Mezifrekvenční zesilovač Na výstup mezifrekvenčního zesilovače byl připojen vstup spektrálního analyzátoru a při nepřiletovaném směšovači byl výstup tracking generátoru spektrálního ana- 28

40 Obr. 3.3: spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu Obr. 3.4: zisk mezifrekvenčního zesilovače lyzátoru připojen pomocí sondy na vstup mezifrekvenčního zesilovače. Z průběhu zisku mezifrekvenčního zesilovače na obr 3.4 je vidět, že realizovaný zesilovač má oněcovětšíútlumvnepropustnémpásmunežpřisimulacích,cožježádoucí.ziskre- 29

41 alizovaného mezifrekvenčního zesilovače jsou 4,2 db a šířka pásma je rovna 11 MHz RF zesilovač Při měření RF zesilovače bylo zjištěno, že tento zesilovač má oproti teorii přibližně o10dbnižšízisk,cožjeznačněnežádoucí.měřenímvýkonůvdílčíchbodechrf části se ukázalo, že RF filtr vykazuje 6 db vložný útlum namísto odsimulovaných 2 db. Zbylých 6 db se ztrácelo na tříbodovém zesilovači ERA-1SM. Chyba nízkého zisku byla odstraněna tím, že se místo tohoto tříbodového zesilovače použil zesilovač ERA-5SM,kterýmávyššízisk,atopřibližně19dB[19].Rovněžbylonutnézměnit hodnotubiasovacíhorezistoruna 62Ω.Přiměřeníseopětukázalo,žesenatomto tříbodovém zesilovači opět ztrácí přibližně 5 db. Z tohoto výsledku vyplývá, že se zisk na zesilovači i filtru ztrácí pravděpodobně z důvodů špatného přizpůsobení filtru k ostatním částem obvodu. Možná náprava by byla pravděpodobně odstranit přizpůsobovací obvody tranzistorového zesilovače, neboť je možné, že zrovna ony vnášejí tuto chybu do obvodu. Odstranění přizpůsobovacích obvodů by ale bylo nevratné, protože mikropáskové indukčnosti by musely být zcela odříznuty. Naobr3.5jevidětsrovnánívýsledkůsimulaceaměřeníRFzesilovačesnovým tříbodovým zesilovačem. Je vidět, že opravený zesilovač má zisk 25 db. Bohužel se nepodařilo vyladit kapacitními trimry RF filtr tak, aby byla jeho charakteristika vpropustnémpásmurovná.ztohotodůvodukleslašířkapásmafiltruna30mhz, ale i tak je naladění vyhovující. Obr. 3.5: zisk radiofrekvenčního zesilovače 30

42 3.3 Měření parametrů kompletního přijímače Bod1dBkomprese PřiměřeníbodujednodecibelovékompreseP 1dB bylpostupnězvyšovánvýkonnarf vstupuanaifvýstupubylodečítánvýkonsignálu.naobr3.6jevynesenazměřená převodní charakteristika spolu s teoretickou převodní charakteristikou. Z grafu se dá odečíst, že výstupní souřadnice bodu jednodecibelové komprese je-1,9 db. Obr.3.6:bod1dBkomprese Bod IP3 Intermodulační průsečík složek třetího řádu a základního signálu udává odolnost zařízení proti vzniku těchto složek. Čím je hodnota tohoto bodu vyšší, tím je zařízení odolnější. Měření probíhalo tak, že se na RF vstup přivedly přes slučovač signálů dva frekvenčněblízkésignály,vtomtopřípadě1296mhza1295mhz.jejichúroveňbyla taková,abyvelikostkaždéhosignálunavýstupubylao6dbnižší,nežjehodnota bodu P 1dB.Přitomtonastavenísejižvespektruobjevilytytodvěužitečnésložky signálu a dvě postranní intermodulační složky třetího řádu. Výkon obou užitečných signálů na vstupu byl postupně snižován a odečítaly se úrovně jednoho užitečného signálu a jedné intermodulační složky. Celkem bylo změřeno šest dvojic těchto bodů, které byly proloženy přímkou, viz obr 3.7. Průsečík obou přímek určuje souřadnice 31

43 boduip3.zgrafulzevyčíst,ževýstupnísouřadnicetohotobodujsou2dbm.hodnotu tohoto bodu s největší pravděpodobností ovlivňuje použitý směšovač, protože mámzevšechpoužitýchsoučásteknejmenšíhodnotuip3,ato11dbm Obr.3.7:bodIP Potlačení zrcadlových kmitočtů Při měření potlačení signálů na zrcadlové frekvenci se vycházelo z předpokladu, že ziskpřijímačepropracovníkmitočet1296mhzje24db.navstuppřijímačesepak přivedlsignálszrcadlovýmkmitočtem1004mhz oúrovni0dbm.tentosignálje tranzistorový zesilovač bez problému schopný zpracovat a následně se v RF filtru dostatečně utlumí a nehrozí, že by zničil následující obvody. Na výstupu se pak odečetla úroveň-52 dbm signálu na mezifrekvenci 146 MHz. Signál nacházející se na zrcadlovém kmitočtu se tedy konvertuje do pásma mezifrekvence s útlumem 52dBajetedyoprotiužitečnémusignálupotlačeno76dB,cožjehodnotavelmi uspokojující Šumové číslo Šumové číslo je jedním z nejdůležitějších parametrů přijímače. Na základě níže uvedených parametrů bylo podle rovnice 1.4 vypočteno šumové číslo celé vstupní části 32

44 přijímače,kteréjerovnopřibližně1db.přitomtovýpočtusepočítástím,ževobvodu RF zesilovače je zapojen původní tříbodový zesilovač ERA-1SM. Zapojení zesilovače ERA-5SM nemá na celkové šumové číslo zásadní vliv. - šumové číslo RF zesilovače: 0,63 db -ziskrfzesilovače:26,2db -šumovéčíslosměšovače:6db - konverzní ztráty směšovače: 6 db -šumovéčísloiffiltru:4db -útlumiffiltru:4db - šumové číslo zesilovače MAR-4SM: 6 db Znaměřenéhoprůběhušumovéhočíslapodleobr3.8jealevidět,žerealitaje oproti teorii zcela odlišná. Šumové číslo dosahuje hodnoty až 2,6 db. Důvod takto vysokého šumového čísla je například ten, že na vstupu RF zesilovače nejsou zapojeny modelované vazební kondenzátory Philips, ale obyčejné kondenzátory, které jsoukdostánínapříkladvgesu.hlavnídůvodbudealeten,ževrfčástinenífiltr pravděpodobně přizpůsoben, viz kapitola Obr. 3.8: šumové číslo přijímače 33