VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ ANALOGOVÝ KYTAROVÝ MULTIEFEKT ANALOG GUITAR MULTI-EFFECT

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS ANALOGOVÝ KYTAROVÝ MULTIEFEKT ANALOG GUITAR MULTI-EFFECT BAKALÁŘSKÁ PRÁCE BACHELOR'S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR Ondřej Zapletal Ing. Miroslav Staněk BRNO 2014

ABSTRAKT Předložená práce se zabývá kytarovými efekty, sloužícími k úpravě zvuku generovaného elektrickou kytarou. Hlavním cílem práce je seznámit se s jednotlivými efekty, dále vytvořit návrhy typů efektů, kterými byly zvoleny: overdrive, noise gate a delay. Tyto vybrané komponenty tvoří výsledný analogový kytarový multiefekt, jehož návrhem a realizací se rovněž zabývá předložená práce. V závěru jsou zhodnoceny dosažené výsledky realizace celého zařízení. Přílohy obsahují detaily návrhu celého zařízení. KLÍČOVÁ SLOVA zvuk, hudební signál, zkreslení, modulace, elektrická kytara, kytarový efekt ABSTRACT Presented thesis is focused on guitar effects used for sound modification produced by an electric guitar. The main aim of this thesis is an introduction into guitar effects topic and the design of selected types chosen as follows: overdrive, noise gate and delay. Final multieffect is created by these mentioned components. Another part of presented thesis is the design of source feeding the whole final multieffect. Furthermore, the design of chosen components is presented in this thesis as well as the including of control simulations and PCBs. KEYWORDS sound, musical signal, distortion, modulation, electric guitar, guitar effect

ZAPLETAL, O. Analogový kytarový multiefekt. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií. Ústav radioelektroniky, 2014. 62 s., 35 s. příloh. Bakalářská práce. Vedoucí práce: Ing. Miroslav Staněk.

PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou semestrální práci na téma Analogový kytarový multiefekt jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího semestrální práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené semestrální práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této semestrální práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a/nebo majetkových a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících zákona č. 121/2000 Sb., o právu autorském, o právech souvisejících s právem autorským a o změně některých zákonů (autorský zákon), ve znění pozdějších předpisů, včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č. 40/2009 Sb. V Brně dne 30. 5. 2014... (podpis autora) PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu bakalářské práce Ing. Miroslavu Staňkovi za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé semestrální práce. V Brně dne 30. 5. 2014... (podpis autora)

OBSAH Obsah Seznam obrázků Úvod 1 1 Historie kytarových efektů 2 2 Dělení kytarových efektů 5 2.1 Zkreslovací efekty... 5 2.1.1 Fuzz... 6 2.1.2 Distortion... 6 2.1.3 Overdrive... 7 2.2 Modulační efekty... 8 2.2.1 Ekvalizér... 9 2.2.2 Phaser... 9 2.2.3 Flanger... 10 2.2.4 Vibrato... 10 2.2.5 Octaver... 11 2.2.6 Wah-wah... 11 2.2.7 Echo a Delay... 12 2.2.8 Reverb... 13 2.2.9 Chorus... 14 2.2.10 Tremolo... 14 2.2.11 Booster... 14 2.2.12 Compressor... 15 2.2.13 Šumová brána... 16 3 Prvky pedálových efektů 17 3.1 Napájení efektů... 17 3.2 Přepínaní signálové cesty... 17 3.2.1 Spínací tranzistory... 17 3.2.2 True Bypass... 18

3.3 Kmitočtové korekce... 19 3.4 Oddělování efektů... 19 4 Návrhy efektů 20 4.1 Zkreslovací efekt overdrive... 20 4.1.1 Buffery... 20 4.1.2 Zkreslovací část... 22 4.1.3 Tónová clona a ovládání hlasitosti... 29 4.2 Modulační efekt delay... 33 4.2.1 Buffery... 36 4.2.2 Zpožďovací část... 36 4.3 Modulační efekt šumová brána... 37 4.3.1 Buffery... 38 4.3.2 Filtr obálky a komparátor... 38 4.3.3 Spínací prvek... 40 4.3.4 Funkce DECAY... 41 4.4 Napájení zařízení... 45 5 Návrh konstrukce multiefektu 48 6 Návrh desek plošných spojů 50 7 Měření na Zařízeních 51 7.1 Měření na efektu overdrive... 51 7.2 Měření na efektu šumová brána... 58 8 Závěr 61 Literatura 63 Seznam symbolů, veličin a zkratek 66 Seznam příloh 69

SEZNAM OBRÁZKŮ Obr. 1. Kytarový efekt Big Muff Pi [1].... 3 Obr. 2. Efektový procesor Line6 POD [5].... 4 Obr. 3. Příklad symetrické a asymetrické limitace [6]; upraveno.... 5 Obr. 4. Názorná ukázka měkké a tvrdé diodové limitace [6].... 6 Obr. 5. Principiální zapojení efektu distortion [7].... 7 Obr. 6. Principiální zapojení efektu overdrive [7].... 7 Obr. 7. Průběhy výstupních signálu efektu distortion při použití různých typů diod [9].... 8 Obr. 8. Ukázková frekvenční charakteristika ekvalizéru [11].... 9 Obr. 9. Názorná ukázka frekvenční charakteristiky signálu po průchodu hřebenovým filtrem phaseru [6].... 10 Obr. 10. Princip echa magnetonového pásku [15]; upraveno.... 12 Obr. 11. Jednotka pružinového reverbu [16]; upraveno.... 13 Obr. 12. Přechodová charakteristika kompresoru (vlevo) a limiteru (vpravo) [17]; upraveno.... 15 Obr. 13. Význam parametrů attack a release v obvodech compressoru [8]; upraveno.... 16 Obr. 14. Princip a paramety attack a release pro šumovou bránu [18]; upraveno.... 16 Obr. 15. Blokové schéma principu přepínání pomocí spínacích tranzistorů.... 18 Obr. 16. Blokové schéma principu přepínání pomocí true bypass.... 18 Obr. 17. Příklad pasivní (vpravo) a aktivní (vlevo) tónové clony [22].... 19 Obr. 18. Blokové schéma navrženého zkreslovacího efektu.... 20 Obr. 19. Schéma bloku vstupního bufferu.... 21 Obr. 20. Schéma bloku výstupního bufferu.... 21 Obr. 21. Schéma zkreslovacího bloku.... 22 Obr. 22. VA charakteristiky křemíkové (modrá) a germaniové (červená) diody.... 23 Obr. 23. Obr. 24. Vliv použitých diod 1N4148 (červená) a 1N914 (modrá) na zkreslení vstupního signálu.... 23 Převodní charakteristika základního obvodu overdrive při použití diody 1N4148 (červená) a 1N914 (modrá).... 24

Obr. 25. Obr. 26. Obr. 27. Obr. 28. Vliv rozmítání parametru DRIVE na zkreslení vstupního signálu diodou 1N4148 při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě.... 24 Převodní charakteristika základního obvodu overdrive s diodou 1N4148 při rozmítání parametru DRIVE při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě.... 25 Vliv rozmítání parametru DRIVE na zkreslení vstupního signálu diodou 1N914 při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě.... 25 Převodní charakteristika základního obvodu overdrive s diodou 1N914 při rozmítání parametru DRIVE při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě.... 26 Obr. 29. Symetrická (červená) a asymetrická (modrá) limitace obvodu overdrive... 27 Obr. 30. Obr. 31. Obr. 32. Obr. 33. Převodní charakteristika základního obvodu overdrive pro symetrickou (červená) a asymetrickou (modrá) limitaci.... 27 Graf porovnávající spektra vstupního (zelená), asymetricky limitovaného (modrá) a symetricky limitovaného (červená) signálu.... 28 Vstupní signál (zelená - sinus, UIN=200mV, f=400hz) a vliv mezní frekvence RC článku (červená - f RC_mez = 720 Hz, modrá - f RC_mez = 295 Hz).... 29 Kmitočtové spektrum ilustrující vliv mezní frekvence RC článku (červená - f RC_mez = 720 Hz, modrá - f RC_mez = 295 Hz).... 29 Obr. 34. Schéma bloku tónové clony a ovládání hlasitosti.... 30 Obr. 35. Převodní charakteristika tónové clony při rozmítání potenciometru TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω).... 31 Obr. 36. Frekvenční charakteristika tónové clony při rozmítání R TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω).... 32 Obr. 37. Frekvenční charakteristika tónové clony bez vlivu RC filtru při rozmítání R TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω).... 32 Obr. 38. Úrovně výstupního signálu při rozmítání potenciometru VOLUME.... 33 Obr. 39. Část struktury BBD čipu [10]; upraveno.... 34 Obr. 40. Blokové schéma navrženého modulačního efektu delay.... 35 Obr. 41. Doporučené schéma zapojení IO PT2399 [30]; upraveno.... 36 Obr. 42. Blokové schéma navrženého modulačního efektu.... 37 Obr. 43. Schéma zapojení komparační části řídící cesty.... 38 Obr. 44. Průběh úrovně SS složky řídícího signálu a vytvoření jeho signálové obálky.... 39 Obr. 45. Schéma zapojení spínače.... 40 Obr. 46. Průběh vybraných signálů obvodem šumové brány.... 41

Obr. 47. Schematické zapojení RC článku DECAY.... 41 Obr. 48. Grafy průběhu výstupního napětí RC článku DECAY pro řízení G hradla tranzistoru.... 43 Obr. 49. Průběh výstupního signálu při R DECAY =0 Ω.... 44 Obr. 50. Průběh výstupního signálu při R DECAY =500 kω.... 44 Obr. 51. Blokové schéma navržené napájecí části.... 45 Obr. 52. První část navrhnuté kaskády lineární regulátorů LM317.... 46 Obr. 53. Druhá část navrhnuté kaskády lineárních regulátorů LM317.... 47 Obr. 54. Hliníkové U profily z bočního pohledu.... 48 Obr. 55. Rozvržení ovládacích prvků.... 48 Obr. 56. Blokové schéma zapojení multiefektu.... 49 Obr. 57. Odsimulované zkreslení DRIVE.... 51 Obr. 58. Změřené zkreslení DRIVE.... 52 Obr. 59. Odsimulovaná asymetrická limitace.... 52 Obr. 60. Změřená asymetrická limitace.... 53 Obr. 61. Odsimulované frekvenční charakteristiky pro funkci FAT.... 53 Obr. 62. Změřené frekvenční charakteristiky pro funkci FAT.... 54 Obr. 63. Odsimulované frekvenční charakteristiky tónové clony.... 54 Obr. 64. Změřené frekvenční charakteristiky tónové slony.... 55 Obr. 65. Odsimulované frekvenční charakteristiky funkce BRIGHT.... 55 Obr. 66. Změřené frekvenční charakteristiky funkce BRIGHT.... 56 Obr. 67. Změřené frekvenční charakteristiky tónové clony při sepnuté funkci BRIGHT.... 56 Obr. 68. Změřené frekvenční charakteristiky ovládání hlasitosti.... 57 Obr. 69. Signálová obálka harmonického signálu.... 58 Obr. 70. Signálová obálka pilovitého signálu.... 58 Obr. 71. Vypínací charakteristiky pro harmonický signál 100 Hz.... 59 Obr. 72. Vypínací charakteristiky pro harmonický signál 10kHz.... 59 Obr. 73. Průběh signálu na sepnuté šumové bráně.... 60 Obr. 74. Průběh signálu na vypnuté šumové bráně.... 60

ÚVOD Kytarové efekty jsou elektronická zařízení používající se pro úpravu zvuku vytvářených elektrickou, výjimečně i akustickou kytarou. Jsou využívány hudebníky, kteří se nechtějí spokojit pouze s možnostmi svého hudebního umění a nástroje, ale rádi by se odlišili jedinečnými tóny ve svém hudebním projevu. V dnešní době existuje velké množství efektů upravujících signál. V základě je můžeme rozdělit na analogové a digitální. Vývojem číslicové techniky se ve většině oblastí přechází na digitální zařízení. U kytarových efektů, to ale není zas taková pravda. Digitální zařízení jsou sice schopna sdružovat velké množství jednotlivých efektů a nastavení do jednoho levnějšího zařízení, což ale nemusí být většinou výhoda. U digitálních efektů dochází navíc k omezení dynamického rozsahu, zavádění kvantizačního šumu do signálu vlivem A/D převodu, apod. Dle obecných názorů je zvuk digitálních efektů nepřirozený a umělý. Důvodů stálé obliby analogových efektů je několik: Hudebník slyší přesně to, co hraje jeho nástroj. Nemusí bádat nad složitým ovládáním číslicového procesoru, jednoduše otáčí jen ladícími potenciometry. V neposlední řadě je to také určitá tradice použití analogových zařízení. Pro hlubší srovnávání analogových a digitálních efektů nejsem ale dostatečně hudebně povolanou osobou. Hudba je přeci všeobecně čistě objektivní záležitostí, a co se líbí jednomu, nemusí se líbit jinému. Další základní dělení efektů je, na jakém principu ovlivňují průchozí signál. V tomto případě jsou to buď zkreslovací, nebo modulační. Zkreslovací efekty procházející signál zkreslují, například jej z jedné či obou stran oříznou. Modulační efekty působí většinou v časové oblasti signálu - např. dochází k vnášení zpožděné kopie signálu do původního signálu, či k úpravě jeho frekvenční charakteristiky. Tato práce se zaměřuje na analogové efekty. Důvody tohoto výběru řešení jsou založeny na všeobecných názorech: analogová technika je pro tuto problematiku jednodušší a analogové efekty jsou hudebně kvalitnější. V semestrální části této práce je čtenář seznámen s vybranými neužívanějšími kytarovými efekty. Následně je pak popsán návrh jednoho zkreslujícího a dvou modulačních efektů. 1

1 HISTORIE KYTAROVÝCH EFEKTŮ Následující část se zabývá stručnou historií efektů. První zmínky o úpravě hudby se objevují ve 40. létech minulého století. Inženýři a experimentální hudebníci se snažili vytvořit echo efekt či napodobeninu futuristického zvuku pomocí navinovacích pásek. Efektu chtěli docílit umístěním nahrávacího mikrofonu do simulační komory. Harry DeArmond vyrábí v roce 1948 první komerčně dostupnou samostatnou efektovou jednotku. Jedná se o efekt tremolo. Princip spočíval v šíření signálu přes kapalný elektrolyt. V 50. letech se vývojem lampových zesilovačů objevuje první delay a echo. Zpočátku jsou tyto efekty stále páskové, ale postupem času se začínají zabudovávat do zesilovačů. Se zabudováváním souvisí i vývoj další efektů. Do poloviny tohoto desetiletí jsou objeveny další efekty - tremolo, vibrato a reverb, které jsou stejně jako delay a echo většinou integrovány do zesilovače. Souběžně s objevem výše zmíněných efektů byl u lampových zesilovačů vypozorován určitý jev. Tento jev vniká při dodávání příliš velké energie do zesilovače. Zesilovač pod vlivem nepotřebné energie zkresluje průchozí signál. Tento jev nebyl původně žádaný ani zamýšlený, ale později byla tato vlastnost lampových zesilovačů velice oblíbena. Toto zkreslení se později pojmenuje jako fuzz. Za zmínku v tomto období stojí výtvory prvních delayů firmou Echosonic (1952) od Raye Buttese a zesilovačů Tremulox (1955) a Vibrolux (1956) firmy Fender. Na začátku 60. proběhl velký pokrok ve vývoji elektronických tranzistorů. Hudební experimentátoři, jako Pete Townshend (The Who), Jimmy Page (Led Zeppelin) a Neil Young, získávají nové možnosti pro práci se zkreslením kytarového zvuku. Germaniové tranzistory nahrazují elektronky. Tato skutečnost přisuzuje efektům novou možnost kompaktnosti a začínají se objevovat první takzvané pedálové krabičky (stompboxy) - efekty zabudované v krabičce, položené na zemi. První nejznámější kytarový pedálový efekt byl Maestro Fuzz Tone (1962), který proslavila kapela Rolling Stones použitím ve svém hitu (I Can t Get No) Satisfaction. V roce 1961 vyrábí Chet Atkins pro firmu Wawrick Electronix první efekt wah-wah. Okolo roku 1965 se na scéně objevuje Roger Mayer vyrábějící efekty pro své přátele Jimmyho Page a Jimiho Hendrixe. Pro Hendrixe přichází s novinkou oktávového efektu v roce 1967. V této době pro firmu Univox vyvíjí známý audioinženýr Fumio Mieda efekty chorus a efekty fázového posunu zvuku. V roce 1968 vzniká společnost Electro-Harmonix přicházející s novým efektem, takzvaným boostrem, který zavádí do zkreslení v té době nevídané prvky. Tři významné efekty tohoto období jsou: octave proslavený Jimim Hendrixem v kytarových sólech písní Purple Haze a Fire (1967), wah-wah efekt The Clyde McCoy (1967), Linear Power Booster (1969). Slavní hudebníci této éry ukazují, k čemu jsou kytarové efekty užitečné. Každý z nich je pomocí efektů schopen produkovat svůj vlastní kytarový zvuk, což se projevuje na pestrosti hudby a žánrů. 2

Během 70. let dochází k rozkvětu možností úprav kytarového zvuku. Objevují se modulační efekty chorus, flager a fázové měniče. Přichází technologie polovodičových tranzistorů FET a jejich klonů JFET a MOSFET. S těmito technologiemi se v efektech začínají využívat operační zesilovače, které mají vliv na zmenšování velikosti konstrukce efektů. Vznikají nové společnosti předhánějící se ve výrobě menších a zároveň více módových efektů. V roce 1974 přichází na trh značka Boss, která se ihned zařazuje mezi nejoblíbenější výrobce kytarových efektů. Příklady nejznámějších zařízení tohoto období jsou: fázový měnič MXR Phase 90 (1970) od Electro-Harmonix, zpožďovadlo Memory Man Delay (1976) od Electro-Harmonix, fuzz The Big Muff Pi (1971), jenž je ilustrován na obr. 1, používaný Carlosem Santanou a Davidem Gilmourem (Pink Floyd), chorus CE-1 (1976) od společnosti Boss. Obr. 1. Kytarový efekt Big Muff Pi [1]. V roce 1983 je definován nový digitální audio standart MIDI. S vývojem a užíváním nového standartu je spojen i vývoj efektů. Digitalizace signálu dovoluje implementovat různé typy jednotlivých efektů do jednoho zařízení. Vznikají první audio procesory vyráběné pro potřeby velkých reprodukcí a studiového nahrávání. Další vývoj přináší možnosti v dodatečném upravování nahraného zvukového záznamu. S vývojem výpočetní techniky vznikají nové možnosti pro softwarové efekty. Vyšší výkony zařízení dovolují rychlejší, přesnější zpracování signálu a jeho násobnou modifikaci. Průlomovým zařízením v oblasti digitálních audio procesorů byl patent společnosti Line 6. V roce 1997 firma uvádí na trh procesorovou technologii simulující vlastnosti lampového zařízení, které je možné vidět na obr. 2. Tento výrobek přináší 3

velké množství modifikací, podobně jako v 50. letech objev zkreslení lampovým zesilovačem. Podoba pedálových kytarových efektů se od poloviny 80. let do dnešní doby téměř nezměnila. Existuje velké množství analogových efektů vynalezených ve starých dobách i jejich novější upravené klony, přizpůsobené trendu vývoje analogové techniky. K mání jsou jak v luxusní rackové podobě, tak i jako prosté oblíbené pedály. Stále se těší vysoké popularitě a to především mezi menšími hudebníky a kytarovými nadšenci. Existují jedinci, kteří svůj efekt dále upravují a ladí, např. alternativními součástkami, apod., aby tak dosáhli pro ně dokonalého zvuku [2], [3], [4]. Obr. 2. Efektový procesor Line6 POD [5]. 4

2 DĚLENÍ KYTAROVÝCH EFEKTŮ Hudební efekty leze dělit podle různých kritérií. Tato dělení jsou často nejednotná, vždy záleží na autorovi daného textu, jaký formát dělení zvolí. Pro účely této práce bylo zvoleno dělení v závislosti na tom, jakým způsobem efekty ovlivňují průchozí signál. Základní dělení je na zkreslující a modulační. Dělení modulačních následně podle toho jakou vlastnost průchozího signálu ovlivňují, frekvenční pásmo, hlasitost a časový průběh. Této funkce se dosáhne zařazením nelineární technologie do signálové cesty. 2.1 Zkreslovací efekty Zkreslovací efekty jsou používány ve většině hudebních žánrů, především jsou typické pro rockovou a metalovou hudbu. Jejich funkce je založena na ovlivnění tvaru sinusoidy kytarového signálu. Pro upřesnění, je to takzvané zaoblení či ořezání špiček průchozího signálu. Jsou rozlišovány dva typy této limitace, symetrická a asymetrická. Pro názorné vysvětlení si uveďme příklad rozdílu těchto dvou typů limitace na harmonickém signálu (viz obr. 3). Pokud jsou kladná i záporná půlvlna periody harmonického signálu limitovány shodně, jedná se o symetrické zkreslení. Pokud ale je mezi příslušnými limitacemi rozdíl, jedná se o asymetrickou limitaci. Obr. 3. Příklad symetrické a asymetrické limitace [6]; upraveno. Vlivem tohoto zkreslení se v signálu generují vyšší harmonické složky. Zkreslovací obvody používající tranzistorové stupně produkují liché harmonické složky, tudíž se zkreslený signál více podobá obdélníku. Naopak obvody používající elektronky produkují jak sudé, tak i liché harmonické. 5

2.1.1 Fuzz Jak již bylo zmíněno v části týkající se historie, prvním zkreslujícím efektem byl fuzz. Zvuk vydávaný tímto efektem má napodobovat zvuk přebuzeného elektronkového zesilovače, zapojeného do reproduktoru s poškozenou (potrhanou) membránou. Vydávaný zvuk se pak popisuje jako tlustý, špinavý a škaredý. Fuzz průchozí signál v některých místech ořezává a v některých místech zesiluje, přidává vyšší harmonické složky tak, aby byl výstupní signál přibližně modifikován na obdélníkový výstup. Toho je docíleno pomocí kaskádního zapojení tranzistorů nebo operačních zesilovačů. Vzhledem k tomu, že v době prvních fuzz efektů byly k dispozici jen germaniové tranzistory s vysokou teplotní nestabilitou, byl každý z efektů nenapodobitelným originálem. Později jsou fuzzy vyráběny pomocí bipolárních a unipolárních tranzistorů. Velkým neduhem většiny fuzz efektů je absence vstupního bufferu. S nepřizpůsobenou malou hodnotou vstupní impedance zatěžují tak vstupní přívod a dochází k nechtěnému zkreslení ještě před vstupem do samotného efektu. Typickými ovládacími prvky, které fuzz obsahuje, jsou kontrolér pro úroveň zkreslení (FUZZ, DRIVE) a ovládaní hlasitosti (LEVEL, VOLUME). 2.1.2 Distortion Efekty distortion produkují agresivnější zkreslení používané především ve tvrdší rokové a metalové hudbě. Signál je při průchodu efektem výrazně ostře limitován, což do spektra přidává větší množství lichých harmonických. Toho efektu se dosahuje pomocí tzv. tvrdé diodové limitace (hard clipping), která je zobrazena na obr. 4. Obr. 4. Názorná ukázka měkké a tvrdé diodové limitace [6]. Metoda tvrdé diodové limitace je založena na antiparalelním zapojení diod připojených mezi signálový výstup zesilovače a zem. Toto zapojení je zakresleno na obr. 5. Změna úrovně signálu přesahující prahové napětí diod působí limitaci signálu, kdy může u sinusoidy dojít až ke změně na obdélníkový průběh (viz obr. 4). 6

Obr. 5. Principiální zapojení efektu distortion [7]. 2.1.3 Overdrive Efekt napodobující přirozený zvuk vybuzeného elektronkového zesilovače. Jeho uplatnění je i v tom, že se používá jako předzkreslovač pro již vybuzený elektronkový zesilovač. Jeho zařazením se dosáhne vyššího zkreslení. Zvuk vydávaný zařízením je přirozenější a teplejší než u výše zmíněných zkreslovačů. Zkreslení vyššími harmonickými složkami je mnohem menší. Tohoto typu zkreslení se dosahuje pomocí tzv. měkké diodové limitace (soft clipping), ilustrované na obr. 4. Metoda měkké diodové limitace spočívá ve změně velikosti zesílení zesilovače v závislosti na velikosti vstupního signálu. Na zápornou zpětnou vazbu je přiveden nelineární článek, složený z antiparalelního spojení diod (viz obr. 6). Overdrive nepůsobí ostré ořezy jako distortion, ale jen mírná zaoblení při průchodu sinusoidy. Rozdíl ve zkreslení vstupního signálu lze spatřit na obr. 4. Obr. 6. Principiální zapojení efektu overdrive [7]. 7

Diodová limitace je ve velké míře závislá na typu vybraných diod. Různé typy diody ovlivňují velikost ořezání v závislosti na velikosti svého prahového napětí. Pro účely distortion a overdrive se využívají krom křemíkových i germaniové, LED a Zenerovy diody [8]. Na obr. 7 je možné si prohlédnout vliv různých typů diod na průchozí signál efektu distortion. Typickými ovládacími prvky efektů distorion a overdrive jsou kontrolér úrovně zkreslení (DRIVE, GAIN), tónová clona (TONE) a ovládání hlasitosti (LEVEL, VOLUME). Obr. 7. Průběhy výstupních signálu efektu distortion při použití různých typů diod [9]. 2.2 Modulační efekty Modulační efekty jsou využívány ve všech hudebních žánrech především pro dodatečnou úpravu hudební nahrávky. Jejich princip je založen na ovlivnění úrovně průchozího signálu ve frekvenční nebo časové oblasti. Efekty pro úpravu ve frekvenční oblasti mění frekvenční spektrum v závislosti na nastavení příslušných filtrů. Obecně jsou tyto filtry schopny zesilovat, zeslabovat, dělit jednu i více částí spektra. Princip realizace jednotlivých efektů je různý. Do této skupiny se zahrnují efekty ekvalizér, phaser, flanger, octaver a wah-wah. Efekty, upravující časovou oblast, přidávají k původnímu signálu jeho zpožděné kopie. Princip realizace každého efektu se různí v závislosti na vlastnostech přidané kopie. Do této skupiny patří echo, delay, reverb a chorus. 8

Další skupinou jsou efekty upravující hlasitost. Obecně tyto efekty spadají do skupiny upravující frekvenční pásmo, ale jejich vliv na průchozí signál je ve své podstatě odlišný. Rozdílnost je dána jejich působením na celé frekvenční pásmo průchozího signálu. Jejich princip spočívá v upravování hlasitosti a dynamiky signálu. Do této kategorie se zahrnují tremolo, booster, compressor a šumová brána. 2.2.1 Ekvalizér Jedná se o efekt, sloužící k úpravám frekvenční charakteristiky zvukového signálu. Konkrétně pro potlačení či zesílení určitých částí spektra akustického signálu. Pomocí frekvenčních filtrů rozděluje spektrum do několika pásem, které může potlačovat či zesilovat. Rozdělení spektra do pásem je závislé na požadavcích dané aplikace. Pro nenáročné účely se používá rozdělení do tří základních pásem akustického spektra (tzv. výšky, středy, hloubky). Nejnáročnější studiové ekvalizéry mohou mít až 31 pásem. Pro účely kytarové hry se nejčastěji vyskytují sedmi-pásmové ekvalizéry (viz obr. 8). Středy rozdělených pásem jsou na kmitočtech 100, 200, 400, 800, 1600, 3200, 6400 Hz [10]. Výrobci garantují schopnost potlačení a zesílení jednotlivých pásem o 15dB. Obr. 8. Ukázková frekvenční charakteristika ekvalizéru [11]. 2.2.2 Phaser Tento efekt přidává k původnímu signálu jeho fázově posunuté kopie. Fáze kopií mohou být posunuty svým tónem k hloubkám i výškám a je zaváděno i časové zpoždění. Hodnota časového zpoždění bývá v řádu jednotek milisekund. Funkčnost phaseru je založena na hřebenovém filtru, s periodicky posuvnou frekvenční charakteristikou (viz obr. 9). V efektové cestě prochází signál kaskádně zapojenými allpass filtry [12], které nemění amplitudu signálu ale pouze fázi v závislosti na frekvenci procházejícího signálu. Střední kmitočet allpass filtrů musí být ovládán pomocí nízkofrekvenčního oscilátoru, tak aby docházelo k periodickému posuvu frekvenční charakteristiky. V posledním součtovém členu jsou původní s efektovým signálem sečteny a jednotlivé signály, které jsou v protifázi, se potlačí. Do zařízení může být zavedena i zpětná vazba pro zvýšení vlivu efektu [3]. 9

Typickými ovládacími prvky phaseru jsou nastavení rychlosti posunu hřebenového filtru (SPEED), poměr mezi původním a efektovým signálem (DEPTH) a případně množství signálu do zpětné vazby (REGENT, FEEDBACK). Obr. 9. Názorná ukázka frekvenční charakteristiky signálu po průchodu hřebenovým filtrem phaseru [6]. 2.2.3 Flanger Funguje na obdobném principu hřebenové filtru jako phaser. Rozdílnost je dána pomocí zařazeného řízeného zpoždění do efektové cesty, vyšším počtem výřezů a zavedením zpětné vazby. Nejdůležitějším prvkem flangeru je zpožďovací článek o rozsahu 1-10 ms. Řídící oscilátor s pilovitým nebo sinusovým průběhem kmitá na jednotkách hertzů. Pro dosažení požadovaného zvuku je celkový čas zpoždění roven součtu zpožďovacího článku a proměnné hodnoty času dané oscilátorem. Zavedení zpětné vazby přináší požadovaný plechový zvuk tryskového letadla nebo vesmírné lodi [3]. Typické ovládací prvky jsou pak podobné jako u phaseru. Rychlost posunu hřebenového filtru (SPEED), poměř původního a efektového signálu (DEPTH, WIDHT), množství signálu zpětné vazby (REGENT, FEEDBACK), nastavení zpožďovací konstanty (MANUAL) a případně hlasitost celkového efektovaného signálu. 2.2.4 Vibrato Fyzikálním základem vibrata je Dopplerův jev. Vibrato vytváří zvuk podobný zvuku rotujícího reproduktoru nebo zvuku reproduktoru obíhaného překážkou. Posluchač tedy slyší periodicky se měnící zvyšování a snižování výšek tónů. Podobně jako u flangeru je základem zpožďovací článek, který otáčí fázi a zpomaluje signál v efektové cestě. Velikost zpoždění je řízena nízkofrekvenčním oscilátorem a může nabývat několika desítek milisekund, čímž se dosahuje cíleného 10

efektu. Výstupní efektový signál je poté namodulován na vstupní nosný signál. V tomto efektu se neuplatňuje zpětná vazba [4]. Vibrato se jako samostatný efekt téměř nevyužívá, a jeho používání je spíše spojeno s klávesovými nástroji. 2.2.5 Octaver Efekt je schopný přidat k původnímu zvuku jeho kopii (vokál) tónově zvýšenou či sníženou až o dvě oktávy. Oktávou rozumějme hudební interval mezi prvním a osmým tónem diatonické (sedmistupňové) stupnice. Je to jeden z nejznámějších hudebních intervalů a tvoří základní stavební prvek všech hudebních stupnic. Dva tóny vzdálené o oktávu mají hudebně stejné označení. Poměr frekvencí tónů vzdálených o oktávu je 2:1. Tedy, tón o oktávu vyšší dostaneme zdvojnásobením frekvence základního tónu, o oktávu nižší tón lze získat podělením frekvence základního tónu dvěma [13]. Samotný princip funkce octaveru je podstatně složitější. Nejprve je pomocí FFT nebo autokorelační funkce detekována výška vstupního tónu. V pasážích, kde zní více tónu naráz, mají obě metody problém určit základní frekvenci tónu. Z tohoto důvodu je doporučeno používat octaver pouze na jednohlasé melodické linky. Po detekci výšek následuje blok změny tóniny (transpozice) signálu. V analogových zařízeních pracuje na principu snížení nebo zvýšení rychlosti přehrávání. Nahrávku máme zaznamenanou rychlostí X a o oktávu níž ji přehrajeme pomocí rychlosti X/2. U digitálních zařízení je ekvivalentem této funkce vzorkování vstupního signálu vzorkovacím kmitočtem f s A/D převodu. Je-li signál vzorkován pomocí f s = 44,1 khz, o oktávu níže se lze dostat D/A převodem za použití nové hodnoty vzorkovacího kmitočtu f s = 22,05 khz, díky kterému dojde k zdvojnásobení doby přehrávání vstupního signálu. Tento problém je vyřešen použitím pouze každého druhého vzorku původního signálu, který je dále navzorkován pomocí D/A převodu kmitočtem f s. Ziskem je požadovaný oktávový efekt se správnou dobou trvání. Tato metoda se nazývá převzorkování (resampling) a efektové procesory jsou schopny ji provádět lineárně v čase [4]. Typické ovládací prvky efektu jsou posun oktávových tónů (OCTAVE, PITCH), poměr mezi efektovým a vstupním signálem (DIRECT) a zaváděné zpoždění (DELAY). 2.2.6 Wah-wah Lidovým názvem se označuje jako kvákadlo. Efekt dokáže měnit frekvenční spektrum signálu v závislosti na tom, jakým způsobem hudebník sešlapává ovládací prvek. Technicky se jedná o využití pásmových propustí a to konkrétně dolní a horní propusti. Kvalita filtrů nemusí být příliš vysoká, není potřeba strmých frekvenčních charakteristik okolo mezní frekvence filtru. Není požadováno zesílení a mírné zkreslení ničemu nevadí. Pomocí mechanického ovládacího prvku, nožního pedálu stlačitelného oběma směry, jsou posunovány mezní kmitočty obou filtrů, čímž se mění frekvenční charakteristika procházejícího zvuku. V elektrickém obvodu se pro tento účel využívá trimmerů nebo optočlenů. Pásmová propust pracuje na frekvencích blízkých lidské řeči, které jsou dány samohláskami. Kmitočtový rozsah efektu wah-wah se tak pohybuje mezi 300 Hz až 3 khz. Existují také Auto-wah efekty, kterými se dociluje stejného 11

efektu bez použití mechanického spínače. Rozsah propusti je u nich dán dynamikou hry (rozdílem hlasitostí), ze které se vytvoří signálová obálka, podle níž jsou pak řízeny mezní frekvence filtrů. Tento efekt používá pouze jednu signálovou cestu, a proto se do něj zavádí přepínač pro vypnutí efektu. Typickými ovládacími prvky především pro Auto-wah jsou změna šířky pásma (DEPTH), úprava citlivosti (SENS), volič středové frekvence (individuální) a vypínač (BYPASS). 2.2.7 Echo a Delay Echo a delay přidávají k původnímu zvuku jednu i více jeho zpožděných kopií. Z technického hlediska se v jádru podstaty jedná o stejný efekt. Hlavní a podstatný rozdíl je fakt, že u efektu echo má každá následující repetice klesající amplitudu a je tlumena na vyšších frekvencích. Opakovaný signál není tedy kopií původního signálu. U efektu delay je kladen důraz na přesnou podobnost původního s opakujícím se signálem, a nedochází tedy k snižování amplitudy jako u echa. Původní efekty byly založeny na principu magnetofonového pásku v nekonečné smyčce. Okolo pásku bylo umístěno více snímacích hlav (viz obr. 10). Velikosti zpoždění se dosahovalo pomocí posunu hlav, amplitudy byly ovlivňovány nastavením poměru výstupů. Nevýhodou tohoto principu je velmi malá doba dosažitelného zpoždění, opotřebování záznamového média, vysoké šumění a všechna negativa spojená s magnetovým záznamem. Modernější analogové delaye používají zpožďovací linky BBD [10]. Digitální delaye obvykle využívají ke zpoždění původního signálu posuvné registry paměti DRAM. V závislosti na velikosti paměti jde, dosáhnou zpoždění do velikosti několika sekund [14]. Typickými prvky pro ovládání jsou zpoždění (DELAY), počet opakovacích kopií (REPEATS, FEEDBACK) a poměr původního a efektového signálu (LEVEL, MIX). Obr. 10. Princip echa magnetonového pásku [15]; upraveno. 12

2.2.8 Reverb Je možné tvrdit, že reverb je nejpoužívanější hudební efekt. Tento efekt dodává do zvuku hloubku a prostorovost, pomocí simulace prvotních odrazů a difůzního dozvuku. Používá se u elektrických kytar a jiných samostatných nástrojů, dále se jeho aplikace užívají pro studiové nahrávky. Často bývá přímo implementován v kytarových zesilovačích. Analogově je reverb řešen pomocí pružinového dozvuku. Jedná se o technologii vyvinutou začátkem 60. let výrobcem elektronických varhan Hammond. Dozvuková jednotka pružinového reverbu (viz obr. 11) se skládá z válcových pružin položených vedle sebe. Konce obou pružin jsou připevněny na kovové válečky procházející skrz jádro z tansfrormátorových plechů. Elektrický zvukový signál je dostatečně zesílen, aby byl schopný vybudit cívku vstupního jádra. Střídavá složka vyvolává změny magnetického pole, které začnou způsobovat rotační pohyb feromagnetů na konci pružin. Na pružině a drátu může vzniknout až 6 druhů kmitů, které se navzájem začnou ovlivňovat. Vlna se šíří pružinou na druhý konec. Část vibrací se odrazí zpět, část je odebrána a převedena přes budící cívku výstupního jádra na elektrický signál simulující požadovaný efekt. Tímto je dosaženo postupného útlumu signálu. Signál z výstupního jádra je pak přidán k původnímu signálu [8], [10], [16]. Digitálně si můžeme reverb představit jako množství delay článků za sebou. Prakticky je ale tento způsob realizace reverbu neefektivní. Při realizaci reverbu je nejdříve zjištěna odezva na jednotkový impuls simulovaného prostoru, která je pak za pomoci vhodného algoritmu zpětně rekonstruována. Pro tento způsob realizace reverbu se používá zapojení kombinace různých typů IIR filtrů. Základní algoritmus spočívá v paralelním zapojení čtyř hřebenových filtrů, vytvářejících simulaci blízkých odrazů, které mají různou konstantu zpoždění v rozsahu 20-50 ms, nesoudělitelnou s ostatními filtry. Výstup je následně smíchán a poslán do série dvou širokopásmových filtrů. První filtr signály spojuje, odrazy jsou vnímány jako konzistentní vlna. Druhý filtr přidává vjem vzdálených odrazů. Širokopásmové filtry zavádějí zpoždění 3-20 ms [4]. Ovládacím prvkem všech reverbů je poměr mezi původním a efektovaným signálem (DEPTH, LEVEL). Ostatní ovládací prvky jsou spíše doménou jednotlivých výrobků, simulujících určitý prostor, a výrobců. Obr. 11. Jednotka pružinového reverbu [16]; upraveno. 13

2.2.9 Chorus Jeden z nerozšířenějších efektů společně se zkreslujícími. Slouží k napodobení jednohlasé hry více nástrojů současně. Výsledný zvuk je plný, šťavnatý a majestátný s bohatším signálovým spektrem. Jeho využití je především ve stereofonním zapojení, kdy simuluje ve zvuku prostorové vjemy. Základním prvkem chorusu je zpožďovací článek jehož nastavovací doba se pohybuje v rozmezí 20-50 ms. Charakter zvuku je tedy oproti flangeru vlivem většího zpoždění měkčí. Chorusy mají několik takových zpožďovacích článku zapojených paralelně. Na výstupu jsou potom všechny zpožděné signály smíchány s původním. Doba celkového zpoždění je poté řízena pomocí nízkofrekvenčního oscilátoru se sinusovým průběhem. Ne často je do obvodu zaveden další oscilátor ovládající množství efektového zvuku smíchávaného s původním, který provádí modulaci amplitudové obálky výsledného signálu, díky čemuž je dosaženo mírného kolísání v jednotlivých hlasech. Efekt chorus nemívá zpětnou vazbu [3]. Typické ovládací prvky jsou hloubka efektu (DEPTH), hodnota zpoždění (RATE, SPEED), tónová clona (TONE) a celková hlasitost (LEVEL). 2.2.10 Tremolo Principem tremola je střídavá změna hlasitosti. Efekt simulující neustávající lineární změnu hlasitosti z maximální do minimální hodnoty a zpět. Velice často je zaměňováno s vibratem a jedná se jeden z úplně prvních objevených efektů. Citlivým nastavením periody změny signálu mezi zeslabením a zesílením, lze dosáhnout líbivého houpavého zvuku, evokujícího houpání loďky. Realizace tremola bývá nejčastěji složena z optočlenu, na který je střídavě přiváděn světelný signál pomocí řízeného zdroje světla. Perioda osvětlování je řízena pomocí LFO, jehož frekvence je nastavitelná v rozsahu 0,5 až 20 Hz. Rozsah změny hlasitostí je většinou doménou technologie použité výrobcem, nejčastější je od 0 db do 6 db. Existují dále klony efektu, ve kterých je řízení oscilátoru ponecháno dynamice signálu. Rychlost řízení je v tomto případě ovlivněna signálovou obálkou. Při silnější hře je kmitání rychlejší a při jemnější naopak zpomaluje. Hudba tedy dostává více dramatičnosti podle stylu hry hudebníků [3]. Nejobvyklejšími ovládacími prvky jsou nastavení rychlosti změn hlasitosti (RATE, SPEED) a hloubka efektu (DEPTH, WIDTH). 2.2.11 Booster Účelem boosteru je čistě zesílení signálu. Používá se pro dostatečné nastavení hlasitosti při buzení nástrojového zesilovače a pro dočasné zesílení nástroje při sólové hře. Jedná se o lineární zesilovač zesilující celé spektrum signálu. Postupem času se začaly spíše využívat boostery s nelineárními zesilovači pracující v užším určitém signálovém spektru. Tyto efekty jsou zaměřeny na jednu ze tří částí audio spektra nebo dokážou jednotlivé části zesilovat nezávisle na sobě podobně jako ekvalizér. Rozdělení spektra je v tomto případě na hloubky (bass), středy (mid) a výšky (trebble). Mezní kmitočty jednotlivých pásem jsou různé v závislosti na výrobci. 14

Z předchozího odstavce vyplývá, že hlavním ovládacím prvkem bude ovladač hlasitosti (GAIN, DRIVE). V případě více pásem bude počet ovládacích prvků přímo úměrný jejich počtu. 2.2.12 Compressor Efekt používající se za účelem komprese dynamiky signálu, obecně řečeno sjednocení hlasitostí na nastavenou úroveň. Velké hlasitosti mohou způsobit na reprodukčním či záznamovém zřízení nechtěné zkreslení a proto je tento efekt velice hojně využíván. Především při studiovém nahrávání a jako jednotka pro elektrickou kytaru. Princip efektu je založen na detekci úrovně signálu pomocí jeho úrovňové obálky. Detekovaná úroveň se poté porovnává s nastavovanou rozhodovací úrovní komparátoru. Následně se v závislosti na výsledku komparace provede dynamická komprese modulu přenosu. Extrémním případem komprese dynamiky je efekt limiter, který signálovou obálku nad rozhodovací úrovní nekomprimuje, ale limituje [17]. Pro porovnání rozdílu komprese a limitace je přiložen obr. 12. Parametrem compressoru je nastavitelná komparační úroveň (THRESHOLD) a úroveň komprese (RATIO). Dalšími nastavitelnými parametry pak časový interval poklesu signálové obálky pod rozhodovací úroveň (ATTACK), časový interval komprese trvající po poklesu signálové obálky pod rozhodovací úroveň (RELEASE). Funkce parametrů ATTACK a RELEASE ilustruje obr. 13. Obr. 12. Přechodová charakteristika kompresoru (vlevo) a limiteru (vpravo) [17]; upraveno. 15

Obr. 13. Význam parametrů attack a release v obvodech compressoru [8]; upraveno. 2.2.13 Šumová brána Šumová brána slouží pro potlačování všech signálů pod nastavovanou prahovou úrovní. Používá se pro potlačení síťového brumu a syčení zvukového signálu ve chvílích, kdy nástroj nehraje. Tyto nechtěné signály jsou produktem elektromagnetických snímačů elektrických kytar a nedokonalostmi na signálové cestě (nekvalitní kabely a konektory, apod.). Funkce je podobně jako v compressoru založena na komparaci obálky signálu s nastavovanou rozhodovací úrovní. V závislosti na výstupu komparátoru se rozepíná a spíná průchod signálové cesty. Jestliže je aktuální úroveň signálu pod rozhodovací úrovní, signálová cesta zůstává rozeplá. V případě, že se signálová obálka dostane přes rozhodovací úroveň, spínač sepne signálovou cestu a signál může procházet [18]. U šumových bran můžeme nalézt tyto parametry, nastavitelnou komparační úroveň (TRESHOLD), doba náběhu při sepnutí (ATTACK) a doba vypnutí při poklesu pod rozhodovací úroveň (RELEASE, DECAY). Pro jednodušší představu funkce parametrů ATTACK a DECAY je přiložen obr. 14. Obr. 14. Princip a paramety attack a release pro šumovou bránu [18]; upraveno. 16

3 PRVKY PEDÁLOVÝCH EFEKTŮ Krom vlastních efektových prvků obsahuje naprostá většina zařízení další pomocné prvky, sloužící jak k zachování určitého pohodlí, tak i zachování požadované funkčnosti efektu. 3.1 Napájení efektů Kytarové efekty bývají nejčastěji napájeny nesymetrickým stejnosměrným napětím z baterie či síťového transformátoru o velikosti 9V. Jelikož jsou ve většině zařízení používané operační zesilovače, potřebující symetrické napájení, zavádí se do obvodu tzv. virtuální nula. Princip spočívá v zavedení stejnosměrné složky zpracovávaného signálu do poloviny hodnoty napájecí ho napětí. Aby tato stejnosměrná složka neovlivňovala další části efektu krom OZ, zavádí se dále stejnosměrné oddělení. Pro stejnosměrné oddělení se využívají fóliové vazební kondenzátory s vysokou kapacitou [19]. 3.2 Přepínaní signálové cesty Pro zachování určitého komfortu při hraní je většina podlahových efektů vybavena nožním přepínačem. Hudebník tak může reálně v čase vypnout či zapnout vliv efektu. Vypnutí je realizováno pomocí přemostění signálové cesty mimo efektové obvody přímo na výstup. 3.2.1 Spínací tranzistory Systém se spínacími tranzistory, v hudebním světě označovány jako buffery, je řízen pomocí bistabilního klopného obvodu (BKO), jehož stavy se přepínají nožním spínačem. Blokové schéma efektu se spínacími tranzistory je znázorněno na obr. 15. Výraznou nevýhodou této metody jsou parazitní kapacity polovodičových součástek, zvláště pokud se vyskytuje v signálové cestě více fyzických efektů s typem přepínání. Při takovémto zapojení bude docházet k nechtěnému úbytku vysokých kmitočtů, i pokud bude efekt ve vypnutém stavu. Klady tohoto řešení jsou naopak nízká cena a minimální velikost. Dále též platí, že vstupní spínač má vysokou vstupní impedanci chránící ovlivnění efektové části a výstupní spínač svojí nízkou výstupní impedancí dokáže napájet výstupní kabel a kompenzuje tím tak ztrátu výšek, způsobenou vlastní kapacitou kabelu [20], [21]. 17

Obr. 15. Blokové schéma principu přepínání pomocí spínacích tranzistorů. 3.2.2 True Bypass Alternativou přepínání signálové cesty je využití realizace tzv. true bypass. Signálová cesta je v tomto případě přepnuta pomocí mechanického přepínače do neefektové části obvodu. Blokové schéma realizace pomocí této metody je vykresleno na obr. 16. Nejčastěji se pro potřeby realizace true bypass využívají třípólové dvoucestné přepínače (3PDT). První dva póly jsou využity pro efektovou a přemostěnou cestu, třetí pól je použit pro signalizační LED sepnutí. Vypnutý stav efektu není ovlivňován parazitními kapacitami spínacích součástek. Nevýhodami této realizace jsou větší rozměry a cena výše zmíněných mechanických přepínačů, pohybující se v jednotkách stovek Kč. Další nevýhodou je určité lupnutí při přechodu mezi stavy spínače efektu, které způsobuje vybíjení vazebních kondenzátorů u nesymetricky napájených efektů. Jako částečná eliminace se užívá paralelní zapojení vysokých odporů (jednotky MΩ) mezi vstup efektu a zem. Odpory prodlouží vybíjení kondenzátorů při přechodu mezi jednotlivými stavy [20], [21]. Obr. 16. Blokové schéma principu přepínání pomocí true bypass. 18

3.3 Kmitočtové korekce V tomto případě se nejedná o funkci, která v sobě přináší ekvalizér v podobě mnoho pásmového kmitočtového korektoru, ale pouze o jednoduchý filtr dolní nebo horní propusti. U pedálových efektů se jedná o tzv. tónovou clonu. Tónová clona slouží ve většině případů k potlačení vyšších či nižších frekvencí zvukového signálu. Ovládací prvek clony je na pedálu obvykle značen TONE, nebo při kombinaci obou možných filtrů je značen jako BASS a TREBBLE. Kmitočtové korekce jednotlivých efektů určitých výrobců se výrazně liší a to především v realizaci tónové clony. Tónová clona může být realizována jednoduše, pomocí pasivního RC článku, nebo také jako aktivní kmitočtová korekce pomocí OZ. Na obr. 17 je zobrazena jednoduchá pasivní a aktivní tónová clona. Obr. 17. Příklad pasivní (vpravo) a aktivní (vlevo) tónové clony [22]. 3.4 Oddělování efektů Efekty bývají vybaveny vstupními filtry typu horní propust a výstupními filtry typu dolní propust. Vstupní filtry jsou nastaveny na minimální frekvenci signálu, kterou dokáže elektrická kytara reprodukovat. Tato hranice se nachází na kmitočtu 80 Hz [8]. Vstupní filtry zabrání průchodu nižších kmitočtů. Výstupní filtry jsou nastaveny na maximální frekvenci užitečného zvukového signálu. Tato hranice se pohybuje v rozmezí 18-20 khz, a určuje ji práh slyšitelnosti lidského ucha. Výstupní filtr zabraňuje vniknutí vyšších kmitočtů do výstupního signálu. Pokud by tyto neslyšitelné frekvence do efektu prošly, mohly by způsobit nechtěné intermodulační zkreslení při interakci s užitečným signálem. Těmito dvěma typy filtrů, vstupním a výstupním, je omezen frekvenční rozsah efektu. Použitím těchto filtrů se také zajišťuje dostatečně vysoké impedanční oddělení na vstupu efektu, z důvodů nezatěžování přívodního kabelu. Na výstupu pak musí být efekt schopen napájet výstupní kabel. Nejčastěji je separace jednotlivých efektů realizována pomocí sledovače s jednotkovým ziskem [8]. 19

4 NÁVRHY EFEKTŮ 4.1 Zkreslovací efekt overdrive Pro návrh zkreslovací části byl vybrán efekt overdrive. Tento efekt simuluje zvuk vybuzeného elektronkového zesilovače. Jím produkovaný zvuk je poslechově přirozenější než u ostatních typů zkreslovacích efektů. Overdrive je nejčastěji využíván v hudebních žánrech blues, rock 'n' roll a rock. Při návrhu se bude vycházet z nejznámějšího overdrive zařízení Ibanez TS-808 [23]. Mezi hudebníky je rozšířené ve variacích originálních, nadstavbových i DIY. Oblíbenost je dána možnostmi modifikace zařízení, pomocí změn typu operačních zesilovačů, zkreslovacích diod a filtračních článků. Navrhovaný efekt je složen z hlavní zkreslovací části, obvodů tónové clony a ovládání hlasitosti. Dále je v efektové větvi doplněn o přídavné buffery pro impedanční oddělení zkreslujících částí. Do efektu je přidána funkce true bypass (viz kap. 3.2.2) pro možnost přemostění efektu. Blokové schéma navrhnutého zařízení vyobrazuje obr. 18. Obr. 18. Blokové schéma navrženého zkreslovacího efektu. 4.1.1 Buffery Původně sloužily vstupní a výstupní buffer k přepínání signálové cesty pomocí bistabilního klopného obvodu. Přidáním funkce true bypass jejich užití pro přepínání signálové cesty pozbylo významu, nikoli však užití pro impedanční oddělení. Buffery jsou v návrhu ponechány kvůli impedančnímu oddělení Hlavní součástkou vstupního bufferu je nízkošumový tranzistor T1. Tento tranzistor je v zapojení SC (emitorový sledovač) a jeho napěťový přenos je blízký hodnotě 1, tedy nezesiluje průchozí signál. Na bázi je přivedena virtuální zem (viz kap. 3.1) přes rezistor R3, jenž tvoří velikostí 470k veškerou vstupní impedanci bufferu. Stejnosměrná složka je po průchodu tranzistorem menší o úbytek napětí na PN přechodu báze-emitor a vyfiltrována pomocí velkokapacitního fóliového kondenzátoru C2. Virtuální zem je zaváděna v každém bloku zvlášť, z důvodu optimální funkčnosti. Vstup obvodu je přímo přepínán na vstupní konektor efektu. Při přepnutí spínače true 20

bypass může docházet k nechtěnému lupnutí ve zvuku. Tento jev je z velké části eliminován velikou hodnotou odporu R1, přes který se kondenzátor C2 vybijí [24]. Navržený vstupní buffer je zobrazen na obr. 19. Obr. 19. Schéma bloku vstupního bufferu. Výstupní buffer je obdobně založen na emitorovém sledovači. Oproti vstupnímu bufferu obsahuje výstupní část jednoduchý dělič pro nastavení nízké výstupní impedance pro možnost napájení výstupního kabelu [24]. Výstupní buffer je zobrazen na obr. 20. Obr. 20. Schéma bloku výstupního bufferu. Do tranzistorových stupňů jsou použity doporučované nízkošumové audio NPN SC1815 tranzistory [25]. 21

4.1.2 Zkreslovací část Overdrive pracuje na principu měkké diodové limitace (viz kapitola 2.1.3). Limitace je způsobena antiparalelní zapojením diod zpětné vazby operačního zesilovače. Velikost zkreslení řídí paralelně k nim zapojený potenciometr. Pokud napětí na zpětnovazebním bloku překročí prahové napětí diod. Diody se otevírají a zesílení klesá k 1. Velikost impedance v záporné zpětné vazbě klesá a tím klesá i zesílení. Špičky vstupního signálu jsou tím průběhem zaobleny a komprimovány. Úroveň zkreslení je vysoce závislá na amplitudě vstupního signálu, což nabízí herní dynamičnost. Návrh zkreslující části vychází ze zapojení neinvertujícího operačního zesilovače. Přes rezistor R5 je přivedeno napětí virtuální země pro správnou funkčnost nesymetricky napájeného OZ. Diody jsou společně s kondenzátorem C3, rezistorem R7 a potenciometrem DRIVE, řídícím velikost zesílení, zapojeny v záporné zpětné vazbě mezi invertující vstup. Kondenzátor C3 je do zpětné vazby zařazen, aby změkčoval průběh zkreslení. Jeho účinek se nejvíce projeví při maximální hodnotě nastaveného zkreslení vyhlazením zkreslené části signálu. Mezi invertující vstup a virtuální zem je zapojen sériový RC člen s mezním kmitočtem 720 Hz, sloužící k posunu fáze limitačního signálu. Pokud by byla místo RC členu použita čistě reálná impedanční zátěž, byl by vstupní a výstupní signál přesně ve fázi. Vzhledem k neinvertujícímu zapojení OZ by byl na výstupu krom komprimovaného signálu i signál originální [26]. Schéma zkreslovacího bloku je možné si prohlédnout na obr. 21. Obr. 21. Schéma zkreslovacího bloku. 22

Volba typu diod je čistě individuální. Rozdíl v ovlivnění průchozího signálu je dán různými voltampérovými charakteristikami polovodičových diod, které určuje velikost jejich prahového napětí. Pro simulaci obvodu byly použity zapojení s křemíkovými diodami 1N4148 a germaniovými diodami 1N914. Jejich VA charakteristiky jsou ilustrovány na obr. 22. Ze zmíněného obrázku jasně vyplývá, že hodnota prahového napětí je u křemíkové diody nižší. Rozmítací potenciometr R DRIVE, řídící zesílení, musí mít vzhledem k frekvenčnímu charakteru zvuku logaritmickou odporovou charakteristiku. Obr. 22. VA charakteristiky křemíkové (modrá) a germaniové (červená) diody. Na obr. 23, 25 a 27 jsou znázorněny průběhy zkreslení vstupního signálu v závislosti na typu použitých diod a nastavené velikosti zesílení pro základní obvod overdrive (viz kap. 2.1.3). Obr. 24, 26 a 28 znázorňují vždy převodní charakteristiku zkreslujícího obvodu z předchozího obrázku. V obr. 23-28 je vstupní harmonický signál (U IN = 200mV, f= 400Hz) vyznačen zeleně. Obr. 23. Vliv použitých diod 1N4148 (červená) a 1N914 (modrá) na zkreslení vstupního signálu. 23

Obr. 24. Převodní charakteristika základního obvodu overdrive při použití diody 1N4148 (červená) a 1N914 (modrá). Obr. 25. Vliv rozmítání parametru DRIVE na zkreslení vstupního signálu diodou 1N4148 při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě. 24

Obr. 26. Převodní charakteristika základního obvodu overdrive s diodou 1N4148 při rozmítání parametru DRIVE při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě. Obr. 27. Vliv rozmítání parametru DRIVE na zkreslení vstupního signálu diodou 1N914 při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě. 25

Obr. 28. Převodní charakteristika základního obvodu overdrive s diodou 1N914 při rozmítání parametru DRIVE při jeho minimální (modrá) a maximální (červená) dosažitelné hodnotě. Z výše zobrazených obrázků vyplývá, že při vyšších hodnotách nastavovaného zkreslení dochází na výstupu zkreslujícího článku k poklesu zesílení. Při použití diod 1N4148 dochází k tomuto poklesu při hodnotě napětí cca 0,4V (viz obr. 26). S použitím diod 1N914 pokles nastává okolo hodnoty napětí 0,6V (viz obr. 28). Při vyšších hodnotách vstupního napětí je zesílení rovno 1. Vstupní signál vyšší než 3V bude limitován napájecím napětím OZ (viz obr. 24). Do navrhovaného zařízení byly vybrány odsimulované křemíkové diody 1N4148. Maximální hodnota napěťového zesílení je: v absolutní míře:, (1) v decibelech:. (2) Minimální hodnota napěťového zesílení je: v absolutní míře:, (3) v decibelech:. (4) 26

Jako nadstavbová modifikace diodové limitace je do jedné paralelní diodové cesty zavedena další dioda stejného typu. Tato dioda způsobuje symetrickou nelinearitu a vytváří asymetrické zkreslení vstupního signálu (viz kap. 2.1). Pro zavedení asymetrie byla zvolena kladná půlvlna vstupního signálu (viz obr. 29). Přidaná dioda zavadí velikost dvojnásobného prahového napětí. Z obr. 30 je zřejmé, že k poklesu zesílení dochází při úrovni napětí o velikosti cca 0,8V. Asymetrická limitace přidává do spektra limitovaného signálu sudé harmonické složky (viz obr. 31), znějící více přirozeným dojmem. Možnost přepínání mezi symetrickou a asymetrickou limitací je realizována pomocí dvoupolohového přepínače SW4 (viz obr. 21). V obr. 29-31 je vstupní harmonický signál (U IN = 200mV, f= 400Hz) vyznačen zeleně. Obr. 29. Symetrická (červená) a asymetrická (modrá) limitace obvodu overdrive. Obr. 30. Převodní charakteristika základního obvodu overdrive pro symetrickou (červená) a asymetrickou (modrá) limitaci. 27

Obr. 31. Graf porovnávající spektra vstupního (zelená), asymetricky limitovaného (modrá) a symetricky limitovaného (červená) signálu. Jako další nadstavbová modifikace základního principu efektu overdrive je do obvodu zanesena možnost změny fáze limitačního signálu. K sériovému RC členu mezi invertujícím vstupem OZ a virtuální zemí může být připojen přes spínač SW2 kapacitor C6 (viz obr. 21), který navýší celkovou kapacitu článku. Mezní kmitočet se změní na hodnotu 295Hz. Z hudebního hlediska způsobí přidání kondenzátoru silnější a hustější tón. Přenosové funkce v jednotlivých módech jsou (vztahy určeny pomocí softwarového nástroje Tina [27]): Bez přidaného kapacitoru C6 (f RC_mez = 720Hz):. (5) S přidaným C6 (f RC_mez = 295Hz):. (6) Způsob ovlivnění průchozího signálu zařazením kapacitoru C6 je možné si prohlédnout na obr. 22 a 23. Obr. 22 znázorňuje, jakým způsobem se projeví změna fáze na určitém signálu. Obr. 23 zobrazuje vliv v kmitočtovém spektru. 28

Obr. 32. Vstupní signál (zelená - sinus, UIN=200mV, f=400hz) a vliv mezní frekvence RC článku (červená - f RC_mez = 720 Hz, modrá - f RC_mez = 295 Hz). Obr. 33. Kmitočtové spektrum ilustrující vliv mezní frekvence RC článku (červená - f RC_mez = 720 Hz, modrá - f RC_mez = 295 Hz). 4.1.3 Tónová clona a ovládání hlasitosti Pro efekty řady Ibanez TS je typickou přeladitelná tónová clona typu dolní propust. Tónová clona se skládá ze sériového zapojení pasivního RC filtru a high shelving filtru jejichž efekt se na výstupu násobí do filtru typu dolní propust. Navržené schéma tónové clony a ovládání hlasitosti zobrazuje obr. 34. 29

Obr. 34. Schéma bloku tónové clony a ovládání hlasitosti. Pasivní RC článek je typu dolní propust. Velikost mezní frekvence f RC_mez =723Hz je dána hodnotami součástek R8, C6 a určí se podle vzorce (8). Ustálená strmost filtru byla zjištěna simulací 17dB/dekádu.. (8) Za RC článek je zapojen high shelving filter. Tento filtr slouží jako zesilovač či zeslabovač frekvenčního spektra nad jeho mezní frekvencí. Velikost přenosu (zesílení/zeslabení) lze nastavovat rozmítáním potenciometru TONE, který řídí poměr napětí na neivertujícím a invertujícím vstupu OZ [10]. Mezní frekvence je 3288 Hz, určená pomocí vzorce (8) a je dána součástkami R10, C7. Potenciometr TONE, má logaritmickou odporovou charakteristiku. Standardní TS-808 mají potenciometr lineární, ale pro větší plynulost rozmítání přenosu byl pomocí simulace zvolen logaritmický průběh (viz obr. 35). Dále byl navýšen jeho celkový odpor pro větší možnost ovlivnění průchozího signálu. Sériové spojení těchto dvou článků tvoří přeladitelnou dolní propust typickou pro efekty typu overdrive. Převodní charakteristika je zobrazena na obr. 35. Lze vysledovat, že výstupní napětí vyšší než 3 V budou limitována napájecím napětím OZ. 30

Obr. 35. Převodní charakteristika tónové clony při rozmítání potenciometru TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω). Maximální hodnota napěťového zesílení při R TONE = 50kΩ je (vztah určen pomocí softwarového nástroje Tina [27]): v absolutní míře:, (9) v decibelech:. (10) Minimální hodnota napěťového zesílení při R TONE = 0Ω je (vztah určen pomocí softwarového nástroje Tina [27]): v absolutní míře:, (11) v decibelech:. (12) Vzorec pro určení aktuální hodnoty napěťového zesílení v závislosti na nastavení R TONE je uveden v příloze G.1 (vztahy určeny pomocí softwarového nástroje Tina [27]). 31

Na obr. 36 je simulována frekvenční charakteristika tónové clony, Vyplývá z něj, že tónová clona je opravdu při použití sériového zapojení RC článku a high shelving filtru dolní propustí. Obr. 36. Frekvenční charakteristika tónové clony při rozmítání R TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω). Modifikačním prvkem pro objekt tónové clony je zavedení možnosti vypojení kondenzátoru C6 pomocí přepínače SW3 (viz obr. 34) a tím odstranění vlivu RC článku dolní propust. Signál tak bude ovlivňován pouze high shelving filtrem. Tento filtr zesiluje nebo zeslabuje signálové spektrum za jeho mezním kmitočtem. Přenos tónové clony zůstane stejný a změní se pouze její frekvenční charakteristika (viz obr. 37). Obr. 37. Frekvenční charakteristika tónové clony bez vlivu RC filtru při rozmítání R TONE (červená R TONE = 0 Ω, modrá - R TONE = 50 kω). 32

Vzorce přenosových funkcí pro jednotlivé módy jsou uvedeny v příloze D.1 (vztahy určeny pomocí softwarového nástroje Tina [27]). Ovládání hlasitosti celého efektu je řízeno pomocí potenciometru VOLUME. Ten je zapojen v signálové cestě jako jednoduchý odporový dělič (viz obr. 34). Pomocí simulace byla jeho odporová charakteristika zvolena logaritmickou. Jedná se o další modifikaci oproti TS-808, který má VOLUME potenciometr lineární. Z přiložené simulace provedené pro celý efekt overdrive (viz obr. 38) vidíme, že vliv malé hodnoty nastaveného R VOLUME se neprojeví na nízkých kmitočtech pod 80 Hz. Tato skutečnost ale nepůsobí žádná omezení, neboť spektrum signálu standardně laděné elektrické kytary začíná na 80Hz [8]. Obr. 38. Úrovně výstupního signálu při rozmítání potenciometru VOLUME. Použitý typ OZ nemá na celkový zvuk výrazný vliv. Nejčastěji užívaným duálním operačním zesilovačem pro TS-808 byl JRC4558. Tento zesilovač se již dnes nevyrábí a proto, dle doporučení internetových zdrojů a [24], byl zvolen jako náhradní alternativa NE5532 [28]. Jedná se o duální bipolární nízkošumový zesilovač využívaný v audio technice. V návrhu zapojení jsou použity fóliové filtrační kondenzátory. Pro potřeby audiotechniky jsou vhodné z důvodu velice nízkého ESR (ekvivalentní sériový odpor) a minimálního zkreslovacího vlivu na průchozí signál. Celkové schéma navrženého zařízení overdrive si lze prohlédnout v příloze A.1. 4.2 Modulační efekt delay Pro návrh modulačního části byl vybrán efekt typu delay. Tento efekt přidává do původního signálu jeho zpožděné kopie. Řešení tohoto efektu analogovou cestou vycházíí z použití analogových integrovaných obvodů BDD (Bucket-Brigade Devices) schopných vytvořit časové 33

zpoždění signálu. Tyto integrované obvody provádějí vzorkování signálu a jejich výstup není tedy spojitý, ale diskrétní. BBD jsou tvořeny z kaskády sample&hold složených z MOSFET tranzistoru a kondenzátoru (viz obr. 39). Řídící signál CLK2 vzorkuje vstupní audio signál. Hodnota vzorku je uchována ve formě napětí na prvním kondenzátoru do následující změny stavu řídícího signálu CLK1. Řídící signály jsou v protifázi a střídavě otevírají a zavírají MOSFET tranzistory, čímž dochází k vybíjení kondenzátorů přes otevřené tranzistory do následujících kondenzátorů ve směru přenosu. Tímto způsobem je docíleno posunu vzorků signálu a tím i jeho zpoždění [10]. Obr. 39. Část struktury BBD čipu [10]; upraveno. Dostupné BBD struktury mají nejčastěji 4096 sample&hold kaskádních stupňů. Struktury lze řadit do série pro dosažení většího zpoždění. Platí pro ně dodržení vzorkovacího teorému f CLK >2f SOUND, kdy kmitočet řídících signálu CLK1, CLK2 musí být minimálně dvojnásobný než nejvyšší kmitočet přenášeného signálu, v tomto případě horní hranice akustického pásma (20 khz). Za výstup BBD struktury je nutnost zařadit filtr typu dolní propust pro potlačení vzorkovacího kmitočtu [10]. Maximální hodnota zpoždění [10]:, (13) kde N je počet sample&hold obvodů v sérii a f MIN je minimální vzorkovací frekvence. Minimální hodnota zpoždění [10]:, (14) kde N je počet sample&hold obvodů v sérii a f MAX je maximální vzorkovací frekvence. Maximální zpoždění jednoho BBD článku při N=4096 a f MIN =44,1kHz je tedy:. (15) Toto zpoždění se dle [10] značí jako medium delay. Pro potřeby efektu delay by bylo vhodné použít až trojnásobnou hodnotu. Docílí se toho pomocí zařazení více BBD čipů do série, přičemž v návrhu musí být zahrnut i řídící generátor BDD čipů. Příklad analogového efektu delay s použitím BBD čipu si lze prohlédnout v příloze G.2. 34

Druhou možností realizace je použití jednoduchého digitálního echo procesoru PT2399 [30]. Procesor pracuje na využití CMOS technologie. Princip funkčnosti procesoru je obdobný jako u BBD. Vstupní audio signál je navzorkován, uložen do vnitřní 44kbitové paměti RAM, ze které je po uplynutí nastavené doby převeden na spojitý a odveden přes filtr dolní propust na výstup. Délka zpoždění je řízena vnitřním hodinovým generátorem nastavovaným přes odpor pinu VCO. Ze simulovaných hodnot řídícího odporu v datasheetu součástky vyplývá, že velikost zpoždění roste přímo úměrně s velikostí zařazeného odporu. Minimální uváděná hodnota řídícího odporu je 1 kω, při kterém nastává zpoždění 40,6 ms. Maximální uváděná hodnota odporu 28 kω pro zpoždění 342 ms. Požadované zpoždění pro efekty typu echo, delay by se mělo pohybovat od 55 ms a výše do cca 500 ms [10]. Tohoto zpoždění se bohužel zařazením jednoho BBD čipu nedosáhne. Pro získání stejné maximální hodnoty zpoždění s PT2399 by muselo být využito 7 sériově zapojených čipů. Naopak u PT2399 jde doba zpoždění dynamicky měnit pouze velikostí řídícího odporu. Vzhledem ke shodným cenovým nárokům, větší škále dostupných studijních materiálů a jednoduchosti, byla vybrána realizace pomocí echo procesoru PT2399. Návrh efektu delay vychází z blokového schématu na obr. 40. Paralelní větev zpožďovací části je tvořena pomocí vybraného echo procesoru PT2399. Zpožděný signál je pak přiveden přes nastavitelný součtový člen k hlavní průchozí signálové cestě. Zavedená přeladitelná zpětná vazba zavádí vícenásobné repetice zpožděného signálu s postupně klesající amplitudou. Dále jsou do efektové větve doplněny přídavné buffery pro impedanční oddělení. Do zařízení je přidána funkce true bypass (viz kap. 3.2.2) pro možnost přemostění efektu. Obr. 40. Blokové schéma navrženého modulačního efektu delay. 35

4.2.1 Buffery Podobně jako ve zkreslovacím efektu budou do modulačního efektu delay zavedeny vstupní a výstupní buffer pro impedanční oddělení. Jejich návrh je shodný s buffery pro zkreslovací efekt a popsaný v kapitole 4.1.1 4.2.2 Zpožďovací část Pro zapojení zpožďovací části bylo využito aplikačního schématu z datasheetu součástky [30]. Navržená zpožďovací část je zobrazena na obr. 41. Velikost zpoždění se nastavuje pomoci lineárního potenciometru DELAY, jehož maximální hodnota může být až 50 kω. K němu je sériově připojen odpor R19=1 kω pro splnění ochranných požadavků vstupu VCO. Rovnice výpočtu zpoždění v závislosti na velikosti odporu upravená pro návrh: Minimální hodnota zpoždění při DELAY=0Ω, R1=1k: Maximální hodnota zpoždění při DELAY=50kΩ, R1=1k:, (16),. Obr. 41. Doporučené schéma zapojení IO PT2399 [30]; upraveno. 36

Zpožděný signál je po zpracování přiváděn přes dělič LEVEL k původnímu nezpožděnému signálu. Nastavitelný dělič s potenciometrem LEVEL mění velikost úrovně zpožděného signálu, čímž řídí množství přimíchávání. Potenciometr má lineární odporovou charakteristiku. Modifikačním prvkem vloženým do zapojení je zpětná vazba způsobující tlumené repetice. Je realizována pomocí přeladitelného děliče napětí s potenciometrem REP. Zpožděný signál je přiváděn zpět na vstup čipu se sníženou napěťovou úrovní. Velikost zpětnovazebního napětí je řízena velikostí odporu potenciometru REP. Potenciometr má lineární odporovou charakteristiku. Integrovaný obvod PT2399 je nutno napájet 5 V, na tuto skutečnost musí tedy být brán ohled při návrhu napájení. Nastavení filtrů vstupní a výstupní dolní propusti bylo ponecháno dle doporučení v datasheetu [30]. V zapojení jsou použity fóliové filtrační kondenzátory. Pro potřeby audiotechniky jsou vhodné z důvodu velice nízkého ESR (ekvivalentní sériový odpor) a minimálního zkreslovacího vlivu na průchozí signál. Simulace funkčnosti navrženého zapojení nemohla být provedena. Důvodem jest nenalezení příslušného modelu součástky PT2399 pro obvyklá simulační prostředí. Dle dostupných internetových zdrojů a datasheetu lze ale soudit, že požadované funkce by mělo provádět bez problémů. Celkové schéma navrženého zařízení delay si lze prohlédnout v příloze A.2. 4.3 Modulační efekt šumová brána Druhým navrhovaným modulačním efektem je šumová brána. Tento efekt slouží k potlačení nežádoucích zvuků ve chvílích, kdy se na nástroj nehraje (viz kap. 2.2.13). Při návrhu se vychází z blokového schématu na obr. 42. V návrhu jsou dva vstupní buffery, jeden pro signálovou cestu a jeden pro řídící obvody. V efektové cestě je za výstupem bufferu filtr obálky signálu, který je následně porovnáván s nastavovanou rozhodovací úrovní komparátoru. Za komparátorem je zařazen filtr Decay pro nastavení průběhu poklesu signálu pod rozhodovací úroveň. Poslední řídícím prvkem je spínač řídící průchod signálu v závisti na rozhodovací úrovni komparátoru. Obr. 42. Blokové schéma navrženého modulačního efektu. 37

4.3.1 Buffery Oba vstupní buffery jsou navrhnuty identicky pro signální cestu i řídící obvody. Jedinou odlišností mezi buffery je hodnota emitorového odporu, kdy hodnota u signálové cesty je 10x nižší z důvodu správné funkčnosti obvodu (zjištěno simulací). Návrh vstupních bufferů odpovídá návrhu bufferů předchozích efektů (viz kap. 4.1.1). S výjimkou nutnosti zavedení vyšší složky stejnosměrného proudu přes odpor R3 pro správnou funkci filtru obálky a komparátoru. U šumové brány není výstupní buffer požadován z důvodu zařazení tranzistorového spínače signálu na výstupu. 4.3.2 Filtr obálky a komparátor Pro detekci úrovně průchozího signálu je zařazen amplitudový filtr obálky. Ten je složen z diody a paralelních R9, C5 [31]. Dioda filtruje záporné části půlvlny signálu. Paralelně zapojený odpor s kapacitou vyhlazují amplitudový průběh obálky (viz obr. 43). Použité hodnoty součástek byly zjištěny simulací. Obr. 43. Schéma zapojení komparační části řídící cesty. Pro správnou funkci a nastavení komparačních úrovní musí být do řídícího signálu zavedeno stejnosměrné napětí přes odpor R3. Podle stejnosměrného napětí řídícího signálu se pak určí hranice rozmítání potenciometru TRESHOLD. SS napětí se přivádí před buffery a na jejich bázích je tedy SS složka signálu rovna 3,64 V. Výsledná úroveň SS složky signálu je dána poklesem přechodu báze-emitor T1 (U BE =0,6 V; [25]) a poklesem na diodě D1 (U D =0,4 V; [32]). Celková SS složka signálové obálky je tedy rovna:. (17) 38

Obr. 44 znázorňuje průběh vytvoření signálové obálky řídícího signálu. Fialový průběh značí vstupní signál. Červený průběh, signál před vstupem do tranzistorového bufferu. Zelený průběh, signál před vstupem filtru obálky. Modrý signál je vyfiltrovaná signálová obálka. Obr. 44. Průběh úrovně SS složky řídícího signálu a vytvoření jeho signálové obálky. Šumové signály vyskytující se v audio technice mají napěťovou úroveň cca 200 mv [33]. Horní hranice nastavení komparační úrovně by měla být:. (18) Spodní hranice komparační úrovně odpovídá U SS_sig. Pro zaručení úplného potlačení je tato hranice snížena o 100 mv. Dolní hranice nastavení komparační úrovně je tedy: (19) Pomocí známých hranic pro komparování byla vyřešena soustava rovnic pro dělič napětí z obr. 43. Při řešení soustavy musely být brány v potaz hodnoty výrobních řad rezistorů. Jako dělící napětí bude použito přivedené 9 V napájecí napětí. Soustava rovnic pro vyřešení děliče:, (20). (21) 39

Nejideálnějším řešením děliče je kombinace součástek R10=180 kω, R11=68 kω a TRESHOLD=10 kω. Při těchto hodnotách děliče nabývá U K_MIN =2,47 V, U K_MAX =2,72 V. Tyto hodnoty jsou lze považovat za adekvátní a použitelné. Pro komparování je použit integrovaný obvod LM311 [34] napájený 9 V. Řídící signál je přiveden na invertovaný vstup a porovnávám s komparační úrovní nastavovanou TRESHOLD na neinvertovaném vstupu. Je-li řídící signál obálky vyšší než komparační, výstup je ve stavu logické 0. V případě, že je řídící signál obálky nižší než komparační úroveň, úroveň výstupu je v logické 1 na 8,8 V. Výstup komparátoru, vnitřní zapojení s otevřeným kolektorem, musí být ošetřen pomocí pull-up rezistoru R12=10 kω [34]. 4.3.3 Spínací prvek Spínač signálové cesty je řešen pomocí JFET tranzistoru. Schematické zapojení spínače (viz obr. 45) vychází z doporučeného zapojení na [35]. Jako spínací trazistor byl vybrán J176 typ P, který má v daném zapojení dle [35] lepší vlastnosti. Simulací bylo zjištěno, že tranzistor se vypíná při napětí na hradle vyšším než 2 V. Modifikací oproti původnímu zapojení je navýšení kapacitoru C4 na 100n pro vyhlazení průběhu vypnutí. Obr. 45. Schéma zapojení spínače. Na obr. 46 je zobrazen průběh signálů na navrženém obvodu. Zelený průběh zobrazuje signálovou obálku. Modrý průběh značí nastavenou komparační úroveň. Červený signál je výstupní úroveň komparátoru (vztažená k větší y-ové ose). Fialový průběh značí výstupní signál efektu. 40

Obr. 46. Průběh vybraných signálů obvodem šumové brány. 4.3.4 Funkce DECAY Obvod šumové brány je rozšířen o možnost nastavení časového intervalu poklesu úrovně výstupního signálu při poklesu signálové obálky pod rozhodovací úroveň, neboli nastavení zpoždění vypnutí. Takzvaná funkce DECAY nebo RELEASE. Tento prvek je realizován pomocí RC článku zapojeného mezi výstup komparátoru a spínač. Tento RC článek řídí velikost nárůstu napětí na hradle G tranzistoru. Čím je časová konstanta RC článku větší, tím je nárůst napětí pomalejší. Spínač tedy nerozepne hned při příchodu logické 1 na výstup komparátoru, ale čeká po dobu řízenou RC článkem. Aby byl požadovaný prvek DECAY v praxi patrný, musí být nastavitelná časová konstanta vyšší než 2 sekundy. Na obr. 47 je schematické zapojení RC článku. Hodnoty součástek byly zjištěny experimentální cestou. Zavedená dioda D2 slouží pro udržení stejné hodnoty ATTACK při řízení DECAY. Obr. 47. Schematické zapojení RC článku DECAY. 41

Časové konstanty RC článku při rozmítání potenciometru DECAY jsou určeny vztahem:, (22) Maximální hodnota časové konstanty RC článku při R DECAY =500 kω:, Minimální hodnota časové konstanty RC článku při R DECAY =0 Ω:. Napěťový přenos článku při rozmítání potenciometru DECAY jsou dána vztahem:, (23) Přenos při R DECAY =500kΩ:, Přenos při R DECAY =0Ω:. Pomocí hodnot vypočítaných podle vzorců (22), (23) se v časové funkci určí, kdy dosáhne výstupní napětí RC členu vypínacího napětí hradla G, JFET tranzistoru. Vypínání spínače nastává při úrovni napětí hradla G vyšší než 2 V. Časové funkce výstupního napětí v extrémních hodnotách odporu R DECAY : Časová funkce výstupního napětí při R DECAY =0Ω:, (24) Časová funkce výstupního napětí při R DECAY =500kΩ:, (25) kde U SAT =8,8V je výstupní napětí komparátoru v logické 1. 42

U [V] U [V] Tyto dvě funkce byly pro určení hranic nastavování intervalu poklesu vykresleny (viz obr. 48). Ze zobrazených grafů vyplývá, že při nulovém R DECAY dojde k vypnutí tranzistoru velmi rychle. Řádově je tato hodnota v jednotkách milisekund. Při maximálním R DECAY dojde k vypnutí po cca 3,8 sekundách, což splňuje výše zmíněnou minimální hodnotu časové konstanty. 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 Průběh vypínacích křivek tranzistoru 0 1 2 3 4 5 6 7 8 t [s] 4 3,5 3 2,5 Detail 2 1,5 1 0,5 0 0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 t [s] decay_max decay_min U_off Obr. 48. Grafy průběhu výstupního napětí RC článku DECAY pro řízení G hradla tranzistoru. 43

Na obr. 49 a 50 je daná funkce prezentována na průchozím signálu. Zelený průběh značí signálovou obálku. Modrý průběh hodnotu komparační úrovně TRESHOLD. Červený průběh (vztažený k větší y-ové ose) průběh napětí za RC článkem. Fialový průběh značí výstupní signál efektu. Obr. 49. Průběh výstupního signálu při R DECAY =0 Ω. Obr. 50. Průběh výstupního signálu při R DECAY =500 kω. 44

Do zařízení je navíc stejně jako u předchozích efektů implementováno přepínání signálové cesty pomocí true bypass (viz kap. 3.2.2). Takto navržené zapojení šumové brány by mělo splňovat požadavky kytarových efektů. Jednotlivé části a použité součástky byly vybírány na základě doporučení z literatury a provedených simulací. Celkové schéma navrženého zařízení šumové brány si lze prohlédnout v Příloze A.3. 4.4 Napájení zařízení Výše navrhnuté efekty potřebují být pro svoji správnou funkci napájeny 9 V. Efekt delay potřebuje navíc, pro napájení integrovaného obvodu, 5 V. Potenciál virtuální nuly bude pro každé zařízení implementován přímo v něm. Napájení jednotlivých efektů bývá nejčastěji realizováno pomocí 9 V baterie. Jelikož zařízení mají být v konečné podobě realizována jako multiefekt bylo navrženo jejich napájení ze síťových AC/DC adaptérů. 9 V adaptéry pro hudební efekty se na trhu pohybují v cenách vyšších 300 Kč. Z tohoto důvodu byl zvolen levně dostupný 12 V napájecí adaptér. Napětí tohoto adaptéru bude sníženo a stabilizováno na požadované hodnoty. Blokové schéma pro návrh napájecí časti je zobrazeno na obr. 51. Obr. 51. Blokové schéma navržené napájecí části. Navržené napájení se skládá ze dvou sériově zapojených lineární regulátorů napětí LM317 [36]. První stabilizátor je dimenzován na výstupní napětí 9V (viz obr. 52). Na jeho vstup může být připojeno vstupní napětí v rozsahu 12V až 35V. Přičemž při připojení vyšších napětí by bylo vhodné integrovaný obvod chladit, neboť na něm bude docházet k vysokému úbytku napětí. Celkový odebíraný proud všech efektů by neměl teoreticky překročit 200 ma [37]. Do zapojení je zavedeno přepínání na náhradní napájení z baterie. Pomocí trojpólového přepínače se vypojuje vstupní napětí z adaptéru a zapojuje vstup baterie na 9 V výstup. Do obvodu jsou zavedeny oddělovací kondenzátory C1 na vstupu a C2 na výstupu. Kondenzátor C3 je v obvodu pro vyhlazení zvlnění na výstupním napětí. Dalšími ochrannými prvky jsou diody D1, D2 sloužící pro ochranu IO při přepólování. 45

Obr. 52. První část navrhnuté kaskády lineární regulátorů LM317. Velikost výstupního napětí se určí pomocí odporového děliče mezi piny ADJ a OUT integrovaného obvodu. Vzorec pro výpočet výstupního napětí:, (26) kde V OUT je velikost výstupního napětí, V REF je velikost referenčního napětí mezi piny ADJ a OUT, I ADJ proud pinem ADJ a R1, R2 velikost odporů v napěťovém děliči. Pro výpočet děliče jsou zvoleny hodnoty požadovaného výstupního napětí U OUT =9 V, odporu R1=240 Ω, referenčního napětí V REF =1,25 V a I ADJ =100 μa dle datasheetu [36]. Upravený vzorec (26):. (27) Výsledná hodnota odporu R2 není typickou výrobní hodnotou. Proto bude jako rezistor R2 použita nejbližší typická výrobní hodnota 1,5 kω. Druhá část kaskádního zapojení s LM317 je dimenzována na výstupní napětí 5 V (viz obr. 53). Vstup tohoto článku je připojen na výstup předchozího. Zapojení jsou téměř identická, krom přepínání na záložní baterii. Velikost výstupního napětí se určí obdobně jako u předchozí části ze vzorců (26), (27). K určené hodnotě R3=500 Ω odporového děliče odpovídá pro požadované napětí U OUT =5 V hodnota odporu R4=1,5 kω. Celé schéma navrženého bloku napájení je ke zhlédnutí v Příloze A.4. 46

Obr. 53. Druhá část navrhnuté kaskády lineárních regulátorů LM317. 47

5 NÁVRH KONSTRUKCE MULTIEFEKTU Konstrukce kytarových efektů je nejčastěji řešena umístěním jejich elektrických částí do odolných hliníkových krabiček, kdy jsou ovládací prvky vyvedeny na horní část krytu. Jsou zde vyšší nároky na odolnost, neboť je takovéto zařízení nejčastěji umístěno na zemi a ovládáno pomocí nohy. Dostupné pedálové krabičky jsou rozměrově určeny pro uložení jednoho efektu, což by při realizaci elektrické části (DPS a ovládací prvky) znamenalo maximální minimalizaci. Ceny těchto krabiček jsou poměrně vysoké [38]. Pro úsporu nákladů a snazší dostupnost, byl pro výrobu konečné konstrukce zvolen profil z ohýbaného hliníkového plechu tloušťky 1,5 mm. Pro konstrukci byl vybrán obdélníkový tvar o rozměrech 240x160x80 mm. Celá konstrukce je sestavena ze dvou naohýbaných U profilů (viz obr. 54). Pro vyšší odolnost proti prohýbání budou profily spojeny pomocí delších bočních hran. Do vrchního profilu budou pak umístěny ovládací a indikační prvky. Vstupní, výstupní a napájecí port jsou umístěny na zadní straně konstrukce. Boční kratší strany obdélníkové konstrukce zůstanou pro náhled a možnost drobných úprav otevřené. Rozmístění ovládacích a indikačních prvků bylo vybráno před návrhem DPS pro co nejefektivnější umístění vývodových konektorů na DPS (viz obr. 55). Obr. 54. Hliníkové U profily z bočního pohledu. Obr. 55. Rozvržení ovládacích prvků. 48

Rozměry konstrukce byly navrženy vzhledem k uvážené velikosti DPS 140x60 mm. Desky plošných spojů budou do konstrukce umístěny pomocí distančních sloupků. Sloupky budou uchyceny stejně jako ovládací prvky k vrchnímu U profilu. Velikost distančních sloupků musí být dostatečná, aby se do prostoru mezi konstrukci a DPS vešly jak ovládací prvky, tak i součástky na desce. DPS napájení a posledního zařazeného efektu budou umístěny nad sebe. Pořadí efektů v konečné konstrukci bylo zvoleno podle doporučení na webu [39]. Podle tohoto pořadí bude na prvním místě zkreslovací efekt, druhým efektem bude šumová brána a posledním delay. Blokové schéma multiefektu je možné si prohlédnout na obr. 56. Obr. 56. Blokové schéma zapojení multiefektu. Teoretická úvaha přináší zamyšlení nad zařazením efektu šumová brána na první pozici. Ve vybraném uspořádání působí šumová brána až za zkreslovacím efektem, který může nechtěný signál zkreslit i zesílit. Amplituda se tedy dostane přes nastavenou komparační hladinu šumové brány a nechtěný signál tak může projít až na reprodukující zařízení. Pokud by byla šumová brána zařazena na první pozici, tomuto vlivu by se dokázalo zabránit. Okótované obrázkové návrhy krabičkové konstrukce společně s rozvržením ovládacích prvků a grafickým návrhem samolepící fólie ovládacího panelu je možné prohlédnout v příloze C. 49

6 NÁVRH DESEK PLOŠNÝCH SPOJŮ Pro všechny výše popsané efekty, včetně napájení, byly po uvážení konstrukčního řešení navrhnuty desky plošných spojů. Tyto desky jsou vzhledem k záměru využití vývodových součástek jednostranné. Vzhledem k nízké proudové náročnosti všech efektů, nemuselo být při návrhu nahlíženo na dimenzování šířky cest spojů. Rozměr jednotlivých desek byl vybrán na 140x60 mm. Spojení vývodových a ovládacích součástí s DPS (potenciometry, spínače, přívodní kabely) je navrženo pomocí vývodových konektorů se zámkem. Jejich rozmístění na deskách je navrženo podle rozložení ovládacích prvků na vrchní části konstrukce. Tento způsob připojení se obecně jeví jako příjemnější, zejména při konečné realizaci i experimentování se změnami řídících součástek. Neustálé přepajování součástek škodí jak součástkám, tak i pájecím ploškám na DPS. Výrazný požadavek uspořádání DPS klade čip PT2399 použitý v efektu delay. V jeho zapojení se vyskytuje analogová i digitální zemnící plocha. Tyto dvě odlišné země se společně spojují pouze v jednom bodě pro zachování správné funkčnosti čipu. Je tomu pro to, že na analogové zemi může vznikat rozdíl zemnících potenciálů, které ovlivňují digitální piny čipu. Méně výrazný požadavek je při návrhu DPS pro napájení. Vzhledem k možnému vzniku velkého úbytku napětí na LM317 (viz podkapitola 4.4) je kladen požadavek na jejich chlazení. Zpravidla se chlazení provádí přes připevnění čipů na konstrukci zařízení nebo pokovenou část DPS. Nejsnazším řešením je však použití malého externího chladiče namontovaného na radiálně vyvedenou součástku. Pro umístění alternativního napájení pomocí 9V baterie je na DPS umístěn plastový úchyt. Do úchytu se 9V baterie jednoduše zaklapuje. Navrhnuté DPS i osazovací plány je možné si prohlédnout v příloze D. 50

7 MĚŘENÍ NA ZAŘÍZENÍCH Pro ověření správné funkčnosti byla provedena vybraná měření. U zkreslovacího efektu byla provedena měření pro ověření odsimulovaných charakteristik. U efektu šumové brány byly proměřeny spínací charakteristiky. Pro efekt delay bohužel výsledky dosažených měření byly neurčité a nevypovídající nic o jeho funkci. Skutečná funkčnost všech zařízení byla prověřena až při hře zařazením efektu do kytarového řetězce. Tabulky změřených závislostí jsou ke zhlédnutí v příloze E. Pořízené nahrávky potvrzující funkčnost všech efektů je možné si otevřít na přiloženém CD nosiči. 7.1 Měření na efektu overdrive Na zkreslovacím efektu byly pro ověření správnosti proměřeny všechny odsimulované charakteristiky z kapitoly návrhu zařízení. U charakteristik zkreslovače není důležitá úplná shodnost, ale postačí průběhová podobnost a splnění požadovaných funkcí. Rozdílnost úrovní signálu v simulovaných a měřených závislostech je dána různým nastavením potenciometru VOLUME řídícím hlasitost. V prvním případě byl proměřen vliv rozmítání potenciometru DRIVE. Z měření vyplynulo, že mezi použitím logaritmického a lineárního potenciometru není žádný rozdíl. Pro finální verzi byl tedy určen původně vybraný logaritmický potenciometr. Pro porovnání jsou na obr. 57 a 58 zobrazeny závislosti rozmítání DRIVE. Z těchto obrázků vyplývá, že zkreslení nemá na sinusový signál výrazný vliv. Dále také lze vysledovat, že signál není průchodem zařízením fázově posunut. Vstupní harmonický signál (U IN = 200mV, f= 400Hz) je zobrazen zeleně, modře je zobrazen potenciometr DRIVE na maximální a červeně potenciometr DRIVE na minimální nastavitelnou úroveň. Obr. 57. Odsimulované zkreslení DRIVE. 51

Obr. 58. Změřené zkreslení DRIVE. Dále byla proměřena funkce asymetrické limitace. Ze zobrazených závislostí na obr. 59 a 60 vyplývá, že v realizovaném zařízení přepínání mezi symetrickou a asymetrickou limitací je plně funkční. Vstupní harmonický signál (U IN = 200mV, f= 400Hz) je zobrazen zeleně, modře je zobrazena asymetrická limitace a červeně symetrická. Obr. 59. Odsimulovaná asymetrická limitace. 52

Obr. 60. Změřená asymetrická limitace. Pro ověření funkce FAT byly proměřeny frekvenční charakteristiky při vypnuté a sepnuté funkci. Z porovnání závislostí jasně vyplývá, že funkce plní svůj účel rozšíření a zesílení frekvenční charakteristiky na nízkých kmitočtech. Charakteristiky pro porovnání jsou zobrazeny na obr. 61 a 62. Červenou barvou je zobrazena frekvenční charakteristika bez funkce FAT, modře při jejím sepnutí. Obr. 61. Odsimulované frekvenční charakteristiky pro funkci FAT. 53

Obr. 62. Změřené frekvenční charakteristiky pro funkci FAT. Druhým stupněm zkreslovače jsou obvody tónové clony. Nejprve byly proměřeny závislosti při použití logaritmického a lineárního potenciometru. Na jejich základě byl v návrhu ponechán potenciometr s logaritmickou závislostí. Z obr. 63 a 64 jsou viditelné požadované podobnosti při rozmítání potenciometru TONE. Rozdílnosti je možné vysledovat ve strmostech frekvenčních charakteristik na konci i začátku akustického pásma. Obr. 63. Odsimulované frekvenční charakteristiky tónové clony. 54

Obr. 64. Změřené frekvenční charakteristiky tónové slony. V tónové cloně je dále zařazena funkce BRIGHT pro potlačení vlivu dolní propusti. Na obr. 65 a 66 jsou zobrazeny charakteristiky při sepnuté a vypnuté funkci BRIGHT. Je jasně pozorovatelné, že BRIGHT svoji funkci plní. Modrou barvou je zobrazena frekvenční charakteristika bez funkce BRIGHT, červeně při jejím sepnutí. Na obr. 67 jsou zobrazeny frekvenční charakteristiky rozmítání potenciometru TONE při sepnuté funkci BRIGHT. Obr. 65. Odsimulované frekvenční charakteristiky funkce BRIGHT. 55

Obr. 66. Změřené frekvenční charakteristiky funkce BRIGHT. Obr. 67. Změřené frekvenční charakteristiky tónové clony při sepnuté funkci BRIGHT. 56

Poslední měřenou závislostí bylo rozmítání potenciometru VOLUME. Po proměření potenciometru s logaritmickou i lineární charakteristikou byl oproti návrhu vybrán jako vhodnější lineární. Obr. 68 zobrazuje frekvenční charakteristiky při rozmítání potenciometru VOLUME. Obr. 68. Změřené frekvenční charakteristiky ovládání hlasitosti. 57

7.2 Měření na efektu šumová brána Pro správnou funkci byla nejprve změřena úroveň stejnosměrné složky na vstupním pinu komparátoru. Oproti návrhu, kde byla U SS_sig vypočtena na 2,54V, byl úbytek na realizovaném zařízení vyšší. Skutečná stejnosměrná hodnota je tedy U SS_sig =2,30 V. Z tohoto důvodu musel být upraven dělič na řídícím pinu komparátoru tak, že hodnota dolní hranice komparační úrovně nabývá hodnoty U K_MIN =2,18 V. Horní hranice komparační úrovně byla ponechána na U K_MAX =2,72 V. Na obr. 69 a 70 jsou pro ilustraci zobrazeny signálové obálky vybraných vstupních signálu vytvořené zařazeným filtrem. Obr. 69. Signálová obálka harmonického signálu. Obr. 70. Signálová obálka pilovitého signálu. 58

Funkčnost potenciometru TRESHOLD byla ověřena kontrolním měřením při změnách komparační úrovně. Do zařízení byl vpuštěn signál U IN =200 mv a postupně byla zvedána hodnota řídícího potenciometru, dokud nedošlo k zahrazení signálu. Při nastavení parametru TRESHOLD na minimum projdou šumovou bránou signály všech úrovní. Při maximálním nastavení TRESHOLD musí mít průchozí signál úroveň vyšší než 400mV. Pro názornou ukázku funkce šumové brány byla proměřena spínací funkce v závislosti na frekvenci signálu. Na obr. 71 a 72 jsou zobrazeny spínací charakteristiky v závislosti na frekvenci vstupního signálu. Z obrázků vyplývá, že na vyšších frekvencích dochází k rozepnutí signálové cesty při vyšších úrovních signálu. Tento rozdíl je v rozsahu cca 20mV. Obr. 71. Vypínací charakteristiky pro harmonický signál 100 Hz. Obr. 72. Vypínací charakteristiky pro harmonický signál 10kHz. 59

Funkci DECAY nebylo možné na dostupných měřících zařízeních zaznamenat. Správnou funkčnost šlo na osciloskopu alespoň pozorovat. Při minimálním nastavení DECAY se při postupném zvedání komparační úrovně výstupní signál okamžitě vytratil. Při opakování pokusu s maximálním DECAY se výstupní signál při poklesu pod komparační úroveň začal snižovat do zaniknutí. Průchod signálu přes šumovou bránu si lze prohlédnout na obr. 73, kde je brána sepnutá. Z měřených hodnot vyplývá, že výstupní signál je oproti vstupnímu utlumen o cca 16mV. Na obr. 74 je zobrazena šumová brána vypnutá. Signál změřený na výstupu 6mV je zbytkový šum ze zařízení. Na obr. 73 a 74 je vstupní signál zobrazen modře a výstupní červeně. Obr. 73. Průběh signálu na sepnuté šumové bráně. Obr. 74. Průběh signálu na vypnuté šumové bráně. 60

8 ZÁVĚR Tato práce shrnuje základní teorii o používaných analogových kytarových efektech. Čtenář je seznámen se základním rozdělením kytarových efektů a jednoduchým vysvětlením principu a řešení jednotlivých zařízení. V další části jsou navrhnuty tři vybrané efekty. Zkreslovací efekt overdrive, modulační efekt delay a modulační efekt šumová brána eliminující nežádoucí zvuky. Funkčnost overdrive a šumové brány byly ověřeny návrhovými simulacemi. Efekt delay nebylo možné simulovat z důvodu neexistujícího modelu použitého zpožďovacího čipu. Dle návrhů efektů byla vyzkoušena funkčnost zařízení na nepájivém poli. Desky plošný ch spojů byly navrhnuty se zvážením na výslednou konstrukci. Na realizovaném zařízení bylo provedeno několik ověřovacích měření, jejichž výsledky si lze prohlédnout v kapitole 7. U efektu overdrive bylo měřením zjištěno, které charakteristiky potenciometrů budou pro efekt vhodnější. Z měření vychází, že pro ovládání hlasitosti bude vhodnější použití lineárního potenciometru. U efektu šumové brány byla proměřena funkčnost pro různá nastavení. Na efektu delay byla bohužel všechna měření neurčitá a nicneříkající. Skutečná funkčnost byla ověřena až při reálné kytarové reprodukci. U funkce DRIVE zkreslovacího efektu je jasně patrné ovlivnění zvuku jako přebuzený zesilovač. V sepnuté funkci FAT při hraní výrazně vyniknou hlubší tóny a zvuk jakoby více zněl. Dle teorie má asymetrická limitace zavádět do zkresleného signálu sudé harmonické a způsobovat tak líbivější teplejší zvuk. Při hraní na kytaru je dle subjektivního hlediska zvuk této funkce spíše hrubější a ostří. Tónová clona má na efekt nejvýraznější vliv. Přeladitelnost dolní propusti působí zvýraznění zvuků na vyšších kmitočtech, což přidá výraznou agresivitu zvuku. Funkce BRIGHT tuto vlastnost ještě více zesílí, což bohužel má i negativní vliv. Při sepnutém BRIGHT a vytočení potenciometru TONE na maximum se v efektu výrazně zesílí vnitřní šum vyšších harmonických složek signálu. Efekt pak vydává nechtěný tlumený pískot. Doporučuje se tedy při sepnutém BRIGHT vytáčet TONE pouze do 3/4 rozsahu potenciometru. Ovládání hlasitosti je v efektu nastaveno tak, že při natočení potenciometru VOLUME do střední polohy je výstupu stejná úroveň jako u vstupního signálu. Vliv typu zkreslovacích diod mezi křemíkovými a germaniovými na průchozí signál nebyl žádný. Podobně i vliv použitého operačního zesilovače, mezi NE5532 a TL072 nebyl pozorován žádný zvukový rozdíl. Použití tohoto efektu se svými hudebními vlastnostmi hodí do sól jemnějších (bluesových a rockových) hudebních stylů. Správná funkčnost efektu delay byla ověřena a proměřena až při kytarové hře. Z důvodů nedostupnosti 50k potenciometru pro řízení zpoždění byl místo něj použit 100k. Zavedením tohoto potenciometru zvedlo maximální nastavitelnou dobu zpoždění na 1,2s. Takto velké zpoždění se při hře nevyužije, ale pro ověření funkce je dostatečně názorné. Potenciometr REPEAT řídí dozvuk zahraných tónů. Pokud se vytočí na maximum, vytvoří se ve zpětné vazbě nekonečná zvuková smyčka. Potenciometr LEVEL řídí velikost úrovně zpožděných kopií. Potenciometr nastaví v maximálním vytočení úroveň zpožděného signálu na stejnou úroveň jako hraný. Zařazením většího potenciometru DELAY odhalilo určitý problém ve vytvořených signálových kopiích. 61

Každá opakovaná kopie má v sobě výrazně slyšitelnou šumovou stopu. Při hře to není výrazně pozorovatelné, neboť je šum hudbou zamaskován. Při maximálním vytočení DELAY a žádném dozvuku je zašumění snadno pozorovatelné. S největší pravděpodobností je to způsobeno špatným oddělením analogové a digitální země. I když v návrhu DPS bylo na tuto problematiku nahlíženo, vybrané řešení nejspíš není nejvhodnější. Realizovaná šumová brána je funkční dle předpokladů. Jediným menším problémem v realizaci byl vyšší úbytek na filtru signálové obálky, než je uvažováno v návrhu. Proto musela být dolní hranice komparační úrovně posunuta na 2,18V. Docílilo se toho zařazením přeladitelného trimmeru místo odporu dolní komparační úrovně. Nastavení komparační úrovně TRESHOLD tedy nyní funguje až do propustnosti vstupního signálu o úrovní 400mV. Přesné hodnoty vypnutí při použití funkce DECAY nebylo schopné změřit. Funkčnost byla ověřena při hraní, kdy je jasně pozorovatelné, že po poklesu pod rozhodovací úroveň dochází k postupnému uzavření signálové cesty. Pro názornou ukázku funkcí jednotlivých efektů byly pořízeny demonstrační nahrávky. Nahrávky jsou uloženy na CD nosiči, který je přiložen k této práci. Po sestavení celého zařízení dohromady byla znovu prověřena celá funkce a objevil se jeden výrazný nedostatek. Vzhledem k dvojí možnosti napájení jej lze obejít. Při napájení ze síťových adaptérů se v zařízení projevuje šum vzniklý díky frekvenci 50Hz síťového napětí. Tento šum je nejvýraznější na efektu overdrive. Zašumění by se dalo potlačit zařazením vstupního filtru na začátek multiefektu. Pro audio zařízení by byl vhodnější aktivní filtr po potlačení frekvencí nižší než 80Hz, na kterých začíná elektrická kytara vytvářet zvuk. Pro lepší funkci zařízení je doporučeno do zařízení vstupní filtr implementovat. Všechny tři efekty mají implementovány tzv. funkci true bypass, přemostění efektu. Spuštění jednotlivých efektu signalizuje přiřazená modrá LED dioda. Další dvě červené LED diody jsou pro signalizaci napájení. První dioda signalizuj připojení síťového napájecího adaptéru. Druhá dioda signalizuje přepnutí napájení z adaptéru na 9V baterii. Sestavování zařízení objevilo určité problémy. Při návrhu konstrukce nebyla brána v potaz výška součástek na desce a hloubka portů na konstrukci. Komplementování zařízení tedy bylo dosti náročné a vyžadovalo dosti zručnosti trpělivosti. Konečná realizace by měla projít ještě určitým vývojem pro odstranění nedostatků. Fotografie vytvořeného zařízení jsou ke zhlédnutí v příloze F. 62

LITERATURA [1] A HISTORY OF ALL VERSIONS Part 3. The Big Muff π Page [online]. [2013] [cit. 2013-11-17]. Dostupné z: <http://www.kitrae.net/music/big_muff_history3.html>. [2] Effects unit. WIKIPEDIA [online]. [2013] [cit. 2013-11-17]. Dostupné z: <http://en.wikipedia.org/wiki/effects_unit>. [3] Jak pracují efekty I. Muzikus: magazín pro muzikanty [online]. [2009] [cit. 2013-11-17]. ISSN 1210-1443. DOI: [ISSN] 1210-1443. Dostupné z: <http://www.muzikus.cz/pro-muzikanty-clanky/jak-pracuji-efekty-i~19~leden~2009/>. [4] Jak pracují efekty II. Muzikus: magazín pro muzikanty [online]. [2009] [cit. 2013-11-17]. ISSN 1210-1443. DOI: [ISSN] 1210-1443. Dostupné z: <http://www.muzikus.cz/pro-muzikanty-clanky/jak-pracuji-efekty-ii~05~brezen~2009/>. [5] Line6 POD: hysterie kolem operované ledviny. superkytara [online]. [2009] [cit. 2013-11- 17]. Dostupné z: <http://www.superkytara.cz/18/line6-pod-hysterie-kolem-operovane-ledviny/>. [6] Guitar Effects - What They Do, GM Arts [online]. [2013] [cit. 2013-11-17]. Dostupné z: <http://www.gmarts.org/index.php?go=221>. [7] Cook your own distortion. General Guitar Gadgets [online]. [2000] [cit. 2013-11-17]. Dostupné z: <http://www.generalguitargadgets.com/richardo/distortion/index.html>. [8] ŠINDELÁŘ, J. Návrh a konstrukce kytarového multiefektu [online]. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií. Ústav radioelektroniky, 2013. 46 s., 4 s. příloh. Bakalářská práce. Vedoucí práce: doc. ing. Jiří Petržela, Ph.D. [9] Topic: tell me what you know about diode clipping. DIYstompboxes [online]. [2010] [cit. 2013-11-18]. Dostupné z: <http://www.diystompboxes.com/smfforum/index.php?topic=82764.0>. [10] LÄHDEVAARA, Jarmo. THE SCIENCE OF ELECTRIC GUITARS AND GUITAR ELECTRONICS. Helsinki: BoD Books on Demand, 2012. ISBN 978-952-286-420-8. [11] VCX. Equalizer. Lake of soft [online]. [2012] [cit. 2013-11-18]. Dostupné z: <http://lakeofsoft.com/vcx/equalizer.html>. [12] Mini Tutorial: Allpass Filter. In: Analog Devices [online]. [2012] [cit. 2013-11-18]. Dostupné z: <http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/mt-202.pdf>. [13] Oktáva (hudba). WIKIPEDIA [online]. [2013] [cit. 2013-11-18]. Dostupné z: <http://cs.wikipedia.org/wiki/okt%c3%a1va_%28hudba%29>. [14] MASÁR, I. Analýza hudebních multiefektů [online]. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektroniky a komunikačních technologií. Ústav radioelektroniky, 2011. 35 s., 0 s. příloh. Bakalářská práce. Vedoucí práce: Ing. Martin Friedl. [15] Recording With Delay: Tape Delay. SAE FREE Reference Material Section [online]. [2008] [cit. 2013-11-19]. Dostupné z: <http://www.sae.edu/reference_material/audio/pages/delay.htm>. 63

[16] Spring Reverb Tanks Explained and Compare. AmplifiedParts [online]. [2013] [cit. 2013-11-19]. Dostupné z: <http://www.amplifiedparts.com/techcorner/spring_reverb_tanks_explained_and_compare d>. [17] SCHIMMEL, Jiří. Studiová a hudební elektronika. Brno: Vutium, 2012. ISBN 978-80- 214-4452-2. [18] Noise Gates Explained 2. Loopblog The Music Producers Resouce [online]. [2013] [cit. 2013-11-22]. Dostupné z: <http://www.loopblog.net/tutorials/studio-and-gear/studiotechniques/noise-gates-explained-pt2/>. [19] Virtual Ground Circuit. TANGENTSOFT [online]. [2011] [cit. 2013-11-22]. Dostupné z: <http://tangentsoft.net/elec/vgrounds.html>. [20] True Bypass ano či ne?. SMRCKAEFFECTS: Kytarové efekty, pedalboardy, zdroje [online]. [2010] [cit. 2013-11-22]. Dostupné z: <http://www.smrckaeffects.com/true-bypass-listy-boxy/true-bypass-ano-ci-ne/>. [21] True Bypass a další přepínací systémy I, II, III, IV. Electronic Orange [online]. [2010] [cit. 2013-11-22]. Dostupné z: <http://www.electronicorange.cz/cs/blog/true-bypass-a-dalsiprepinaci-systemy-i-spdt-prepinani>. [22] AMZ Dual Tone Control, AMZ Tone Control Mods. Amzfx [online]. [2007] [cit. 2013-11- 22]. Dostupné z: <http://www.muzique.com/lab/main.htm>. [23] TUBE SCREAMER, TS808, The Original Tube Screamer [online].[2013] [cit. 2013-12- 03]. Dostupné z: <http://www.ibanez.co.jp/products/effect_page13.php?area_id=3&effect_id=3&year=2013 &cat_id=6&series_id=100>. [24] KEEN, R.G. The Technology of the Tube Screamer. GEO: The Guitar Effect Oriented Web Page [online]. [1998] [cit. 2013-12-03]. Dostupné z: <http://www.geofex.com/article_folders/tstech/tsxfram.htm>. [25] SC1815, Audio Frequency OSC NPN Transistor. www.alldatasheet.com : Electronic Component s Datasheet Search [online]. [2010] [cit. 2013-12-03]. Dostupné z: <http://www.alldatasheet.net/datasheet-pdf/pdf/172871/utc/2sc1815-bl-t92-b- B.html>. [26] TOPAKAŞ, Boğaç. Tube Screamer s Secret. BTE Audio [online]. [2005] [cit. 2013-12- 03]. Dostupné z: <http://www.bteaudio.com/articles/tss/tss.html>. [27] Tina: The Complete Electronic Lab. DesignSoft: Excellence in Computer Aided Design nad Education Software [online]. [2013] [cit. 2013-12-03]. Dostupné z: <http://www.tina.com/english/tina/>. [28] NE5532, Dual Low-Noise Operational Amplifier. GM electronic [online]. [1998] [cit. 2013-12-03]. Dostupné z: <http://www.gme.cz/img/cache/doc/310/024/ne5532-datasheet-1.pdf >. [29] AQUABOY DELUXE, FX Type: Delay. MADBEAN PEDALS [online]. [2013] [cit. 2013-12-06]. Dostupné z: <http://www.madbeanpedals.com/projects/aquaboy/docs/aquaboydx.pdf>. [30] PT2399, Echo Procesor IC. www.alldatasheet.com : Electronic Component s Datasheet Search [online]. [2010] [cit. 2013-12-06]. Dostupné z: <http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/391581/ptc/pt2399.html>. 64

[31] Envelope detector. WIKIPEDIA [online]. [2013] [cit. 2013-12-05]. Dostupné z: <http://en.wikipedia.org/wiki/envelope_detector?oldid=434736224>. [32] 1N4148, Silicon Epitaxial Planar Diode. GM electronic [online]. [2007] [cit. 2013-12-05]. Dostupné z: <http://www.gme.cz/img/cache/doc/220/003/1n4148-datasheet-1.pdf>. [33] Dynamic procesors: Noise gates. Doctor ProAudio [online]. [2012] [cit. 2013-12-05]. Dostupné z: <http://www.doctorproaudio.com/doctor/temas/dynamics-processorsnoisegates_en.shtml>. [34] LM311, Voltage Comparator. www.alldatasheet.com : Electronic Component s Datasheet Search [online]. [2012] [cit. 2013-12-05]. Dostupné z: <http://pdf1.alldatasheet.com/datasheet-pdf/view/8611/nsc/lm311.html>. [35] Audio Switch Notes. Neat Circuits [online]. [2012] [cit. 2013-12-05]. Dostupné z: <http://neatcircuits.com/audiosw/index.html>. [36] LM317, 1.2V to 37V adjustable voltage regulátor. GM electronic [online]. [2011] [cit. 2013-12-09]. Dostupné z: <http://www.gme.cz/img/cache/doc/331/004/lm317t-datasheet-1.pdf>. [37] Powerstation Compatibiliti. Diago/Pedal Boards/Effect Pedal Power Supply/Guitar Effects [online]. [2013] [cit. 2013-12-09]. Dostupné z: <http://www.diago.co.uk/powerstation_compatibility.html>. [38] E-shop, Krabičky. Audio Konektory [online]. [2014] [cit. 2014-05-02]. Dostupné z: < http://www.audiokonektory.cz/kategorie/krabicky/>. 65

SEZNAM SYMBOLŮ, VELIČIN A ZKRATEK 3PDT Triple Pole - Double Throw; třípólový přepínač ON-ON A/D analogově digitální převod AC/DC převod ze střídavé veličiny na stejnosměrnou BBD Bucket-Brigade Devices; diskrétní zpožďovací analogová struktura BKO Bistabilní klopný obvod C kapacita; kondenzátor CLK řídící signál D dioda D/A digitálně analogový převod db decibel; poměrová jednotka DGND digitální zemnící svorka DIY Do It Yourself; Vyrob si sám DPS deska plošných spojů DPS deska plošných spojů DRAM Dynamic Random Access Memory, druh digitální paměti ESR Ekvivalentní sériový odpor kondenzátoru f, f frekvence FFT Fast Fourier Transform; Rychlá Fourierova transformace f RC_MEZ f s G GND Hz IIR IN IO mezní frekvence RC článku vzorkovací frekvence řídící hradlo JFET tranzistoru zemnící svorka Hertz; jednotka frekvence Infinite impulse response; filtr s nekonečnou impulsní charakteristikou signálový vstup integrovaný obvodový čip k kilo; měrná značka 10 3 66

Kč K U K UdB LED LFO česká koruna napěťový přenos napěťový přenos v decibelech Light-Emitting Diode; svítivá dioda Low-Frequency Oscillator; nízkofrekvenční oscilátor m mili; měrná značka 10-3 M mega; měrná značka 10 6 MIDI MOSFET N NPN OUT OZ PN Musical Instrument Digital Interface, standart komunikačního přenosu v audiotechnice Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, polem řízený tranzistor počet Negative-Positive-Negative, typ technologie bipolárních tranzistorů signálový výstup operační zesilovač R, R odpor; rezistor RAM RC s Positive-Negative, typ technologie polovodičů Random Access Memory, druh digitální paměti spojení rezistoru a kondenzátoru sekunda; jednotka času Sample&Hold Vzorkuj a drž, technologie záznamu informace v analogové technice SC SS SW T t, t čas tzv. zapojení se společným kolektorem stejnosměrný switch; přepínač tranzistor tak zvaně U, U napětí U BE U D U IN U K úbytek napětím na tranzistorovém přechodu báze-emitor úbytek napětí na diodě vstupní napětí komparační napěťová úroveň 67

U OUT U SAT U SS_sig V V_5V V_9V V_VG VA VCO τ Ω výstupní napětí saturační napětí úroveň stejnosměrné složky signálu volt; jednotka napětí svorky napájecího napětí 5V svorky napájecího napětí 9V svorky virtuální země volt-ampérová řídící pin čipu PT2399 zpoždění ohm; jednotka odporu 68

SEZNAM PŘÍLOH A Návrhy zařízení 71 A.1 Návrh schématu overdrive... 71 A.2 Návrh schématu delay... 72 A.3 Návrh schématu noise gate... 73 A.4 Návrh schématu napájení... 74 B Seznamy součástek 75 B.1 Seznam součástek overdrive... 75 B.2 Seznam součástek delay... 77 B.3 Seznam součástek šumová brána... 79 B.4 Seznam součástek napájení... 80 C Návrh konstrukce 81 C.1 Obrázek vrchní části návrhu konstrukce... 81 C.2 Obrázek boční strany návrhu konstrukce... 82 C.3 Obrázek přední strany návrhu konstrukce... 83 C.4 Obrázek zadní strany návrhu konstrukce... 84 C.5 Obrázek rozmístění ovládacích prvků vrchní část... 85 C.6 Obrázek rozmístění ovládacích prvků zadní část... 86 C.7 Grafická předloha horní fólie... 87 C.8 Grafická předloha přední fólie... 88 C.9 Grafická předloha přední fólie... 89 D Návrhy DPS 90 D.1 DPS efektu overdrive... 90 D.2 Osazovací plán DPS overdrive... 91 D.3 DPS efektu delay... 92 D.4 Osazovací plán DPS delay... 93 D.5 DPS efektu šumová brána... 94 D.6 Osazovací plán DPS šumová brána... 95 D.7 DPS napájení... 96 D.8 Osazovací plán DPS napájení... 97 69

E Tabulky změřených hodnot 98 E.1 Funkce FAT zkreslovacího efektu... 98 E.2 Funkce TONE pro logaritmický potenciometr... 99 E.3 Funkce BRIGHT pro logaritmický potenciometr... 100 E.4 Funkce VOLUME pro lineární potenciometr... 101 E.5 Spínací charakteristiky šumové brány při 100Hz... 102 E.6 Spínací charakteristiky šumové brány 10kHz... 103 F Fotografie výrobku 104 F.1 DPS zkreslovací efekt... 104 F.2 DPS efekt delay... 105 F.3 DPS efekt šumová brána... 106 F.4 DPS napájení... 107 F.5 Vrchní část konstrukce... 108 F.6 Zadní část konstrukce... 109 G Ostatní přílohy 110 G.1 Vzorce výpočtů pro tónovou clonu... 110 G.2 Příklad realizace delay pomocí BDD struktur [29]... 111 70

A NÁVRHY ZAŘÍZENÍ A.1 Návrh schématu overdrive 71

A.2 Návrh schématu delay 72

A.3 Návrh schématu noise gate 73

A.4 Návrh schématu napájení 74

B SEZNAMY SOUČÁSTEK B.1 Seznam součástek overdrive Označení Hodnota Pouzdro Popis C1 47n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C2 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C3 100p C050-045X060 Fóliový kondenzátor C4 47n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C5 68n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C6 220n C050-035X065 Fóliový kondenzátor C7 220n C050-035X065 Fóliový kondenzátor C8 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C9 100n C050-030X065 Fóliový kondenzátor C10 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C11 100u/16V E5-8X11 Elektrolytický kondenzátor C12 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor C13 47u/16V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C14 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor D1 1N4148 DO-41 Křemíková dioda D2 1N4148 DO-41 Křemíková dioda D3 1N4148 DO-41 Křemíková dioda D4 1N4007 DO-41 Dioda IC1 NE5532 DIP8 2x Integrovaný audio OZ LED BLUE 3600/26 5mm Modrá LED dioda pot_drive 500k_log 12mm Logaritmický potenciometr pot_tone 25k_log 12mm Logaritmický potenciometr pot_volume 100k_lin 12mm Lineární potenciometr R1 1Meg 0207 Metalizovaný rezistor R2 1k 0207 Metalizovaný rezistor R3 470k 0207 Metalizovaný rezistor R4 10k 0207 Metalizovaný rezistor R5 10k 0207 Metalizovaný rezistor R6 4k7 0207 Metalizovaný rezistor R7 47k 0207 Metalizovaný rezistor R8 1k 0207 Metalizovaný rezistor R9 10k 0207 Metalizovaný rezistor R10 220 0207 Metalizovaný rezistor 75

R11 1k 0207 Metalizovaný rezistor R12 1k 0207 Metalizovaný rezistor R13 470k 0207 Metalizovaný rezistor R14 10k 0207 Metalizovaný rezistor R15 100 0207 Metalizovaný rezistor R16 10k 0207 Metalizovaný rezistor R17 10k 0207 Metalizovaný rezistor R18 10k 0207 Metalizovaný rezistor R19 2k 0207 Metalizovaný rezistor T1 2SC1815 TO92 Tranzistor NPN T2 2SC1815 TO92 Tranzistor NPN SW1_TB 3PDT - Třípólový přepínač SW2_FAT ON-OFF - Jednopólový přepínač SW3_BRIGHT ON-OFF - Jednopólový přepínač SW4_S/A ON-OFF - Jednopólový přepínač 2pin 7x 2,54mm Vývodové konektory 3pin 6x 2,54mm Vývodové konektory 76

B.2 Seznam součástek delay Označení Hodnota Pouzdro Popis C1 47n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C2 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C3 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C4 4,7n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C5 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C6 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C7 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C8 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C9 10n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C10 4,7n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C11 560p C050-024X044 Keramický kondenzátor C12 560p C050-024X044 Keramický kondenzátor C13 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C14 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C15 100u/16V E5-8X11 Elektrolytický kondenzátor C16 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C17 47u/16V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C18 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C19 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C20 1u C050-060X110 Fóliový kondenzátor C21 100u/16V E5-8X11 Elektrolytický kondenzátor C22 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor C23 47u/16V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C24 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor D1 1N4007 DO-41 Dioda IC1 PT2399 DIP16 Integrovaný echo procesor LED BLUE 3600/26 5mm Modrá LED dioda pot_delay 100k_lin 12mm Lineární potenciometr pot_rep 100k_lin 12mm Lineární potenciometr pot_level 100k_lin 12mm Lineární potenciometr R1 1Meg 0207 Metalizovaný rezistor R2 1k 0207 Metalizovaný rezistor R3 470k 0207 Metalizovaný rezistor R4 10k 0207 Metalizovaný rezistor R5 2k 0207 Metalizovaný rezistor R6 10k 0207 Metalizovaný rezistor R7 10k 0207 Metalizovaný rezistor R8 470k 0207 Metalizovaný rezistor 77

R9 10k 0207 Metalizovaný rezistor R10 100 0207 Metalizovaný rezistor R11 10k 0207 Metalizovaný rezistor R12 10k 0207 Metalizovaný rezistor R13 10k 0207 Metalizovaný rezistor R14 15k 0207 Metalizovaný rezistor R15 1k 0207 Metalizovaný rezistor R16 15k 0207 Metalizovaný rezistor R17 10k 0207 Metalizovaný rezistor R18 10k 0207 Metalizovaný rezistor R19 1k 0207 Metalizovaný rezistor R20 10k 0207 Metalizovaný rezistor R21 10k 0207 Metalizovaný rezistor R22 2k 0207 Metalizovaný rezistor T1 2SC1815 TO92 Tranzistor NPN T2 2SC1815 TO92 Tranzistor NPN SW1_TB 3PDT - Třípólový přepínač 2pin 5x 2,54mm Vývodové konektory 3pin 6x 2,54mm Vývodové konektory 78

B.3 Seznam součástek šumová brána Označení Hodnota Pouzdro Popis C1 47n C050-025X065 Fóliový kondenzátor C2 10u/16V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C3 10u/16V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C4 100n C050-030X075 Fóliový kondenzátor C5 220n C050-035X065 Fóliový kondenzátor C6 33u/10V E5-5X11 Elektrolytický kondenzátor C7 100u/16V E5-8X11 Elektrolytický kondenzátor C8 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor C9 47u/16V E5-8X11 Elektrolytický kondenzátor C10 100n C050-024X044 Keramický kondenzátor D1 1N4148 DO-41 Dioda D2 1N4148 DO-41 Dioda D3 1N4007 DO-41 Dioda IC1 LM311 DIP8 Integrovaný napěťový komparátor LED BLUE 3600/26 5mm Modrá LED dioda pot_decay 500k_lin 12mm Lineární potenciometr pot_treshold 10k_lin 12mm Lineární potenciometr R1 1Meg 0207 Metalizovaný rezistor R2 1k 0207 Metalizovaný rezistor R3 100k 0207 Metalizovaný rezistor R4 1k 0207 Metalizovaný rezistor R5 10k 0207 Metalizovaný rezistor R6 10k 0207 Metalizovaný rezistor R7 10k 0207 Metalizovaný rezistor R8 10k 0207 Metalizovaný rezistor R9 680k 0207 Metalizovaný rezistor R10 180k 0207 Metalizovaný rezistor R11 68k 0207 Metalizovaný rezistor R12 10k 0207 Metalizovaný rezistor R13 1k 0207 Metalizovaný rezistor R14 470k 0207 Metalizovaný rezistor R15 10k 0207 Metalizovaný rezistor R16 10k 0207 Metalizovaný rezistor R17 2k 0207 Metalizovaný rezistor R18 56k 0207 Metalizovaný rezistor T1 SC1815 TO92 Tranzistor NPN T2 SC1815 TO92 Tranzistor NPN 79

T3 J176 TO92 JFET Tranzistor P SW1_TB 3PDT - Třípólový přepínač 2pin 4x 2,54mm Vývodové konektory 3pin 5x 2,54mm Vývodové konektory B.4 Seznam součástek napájení Označení Hodnota Pouzdro Popis C1 100n C050-030X075 Keramický kondenzátor C2 100n C050-030X075 Keramický kondenzátor C3 10u/15V E2,5-6X11 Elektrolytický kondenzátor C4 10u/15V E2,5-6X11 Elektrolytický kondenzátor C5 1u CA42-A Tantalový kondenzátor C6 1u CA42-A Tantalový kondenzátor D1 1N4007 DO-41 Dioda D2 1N4007 DO-41 Dioda D3 1N4007 DO-41 Dioda D4 1N4007 DO-41 Dioda DL1 RED 400/50 5mm Červená LED dioda DL2 RED 400/50 5mm Červená LED dioda IC1 LM317 TO220 Integrovaný stabilizátor napětí IC2 LM317 TO200 Integrovaný stabilizátor napětí R0 0 0207 Odporová propojka R1 240 0207 Metalizovaný rezistor R2 1,5k 0207 Metalizovaný rezistor R3 500 0207 Metalizovaný rezistor R4 1,5k 0207 Metalizovaný rezistor R5 2k 2070 Metalizovaný rezistor R6 2k 2070 Metalizovaný rezistor SW1 ON-ON - Třípólový přepínač 2pin 8x 2,54mm Vývodové konektory 3pin 2x 2,54mm Vývodové konektory BATT 9V - Úchyt 9V baterie 80

C NÁVRH KONSTRUKCE C.1 Obrázek vrchní části návrhu konstrukce 81

C.2 Obrázek boční strany návrhu konstrukce 82

C.3 Obrázek přední strany návrhu konstrukce 83

C.4 Obrázek zadní strany návrhu konstrukce 84

C.5 Obrázek rozmístění ovládacích prvků vrchní část 85

C.6 Obrázek rozmístění ovládacích prvků zadní část 86

C.7 Grafická předloha horní fólie 87

C.8 Grafická předloha přední fólie 88

C.9 Grafická předloha přední fólie 89

D NÁVRHY DPS D.1 DPS efektu overdrive Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,2:1. 90

D.2 Osazovací plán DPS overdrive Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 91

D.3 DPS efektu delay Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 92

D.4 Osazovací plán DPS delay Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 93

D.5 DPS efektu šumová brána Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 94

D.6 Osazovací plán DPS šumová brána Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 95

D.7 DPS napájení Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 96

D.8 Osazovací plán DPS napájení Rozměry desky 60x140 mm; měřítko M1,5:1. 97

E TABULKY ZMĚŘENÝCH HODNOT E.1 Funkce FAT zkreslovacího efektu fat_off fat_on frekvence napětí napětí frekvence napětí napětí f U U f U U [Hz] [mv] [db] [Hz] [mv] [db] 20 52,00-25,68 20 88,00-21,11 40 104,00-19,66 40 148,00-16,59 60 136,00-17,33 60 180,00-14,89 80 156,00-16,14 80 200,00-13,98 100 168,00-15,49 100 216,00-13,31 150 188,00-14,52 150 232,00-12,69 200 198,00-14,07 200 232,00-12,69 250 204,00-13,81 250 232,00-12,69 300 210,00-13,56 300 232,00-12,69 400 216,00-13,31 400 232,00-12,69 500 216,00-13,31 500 232,00-12,69 600 216,00-13,31 600 232,00-12,69 800 220,00-13,15 800 228,00-12,84 1000 224,00-13,00 1000 224,00-13,00 1500 224,00-13,00 1500 224,00-13,00 2000 224,00-13,00 2000 224,00-13,00 2500 224,00-13,00 2500 224,00-13,00 3000 224,00-13,00 3000 224,00-13,00 4000 224,00-13,00 4000 224,00-13,00 5000 224,00-13,00 5000 224,00-13,00 6000 224,00-13,00 6000 224,00-13,00 8000 224,00-13,00 8000 224,00-13,00 10000 220,00-13,15 10000 220,00-13,15 12000 218,00-13,23 12000 218,00-13,23 14000 216,00-13,31 14000 216,00-13,31 16000 210,00-13,56 16000 210,00-13,56 18000 200,00-13,98 18000 196,00-14,15 20000 180,00-14,89 20000 180,00-14,89 98

E.2 Funkce TONE pro logaritmický potenciometr 99

E.3 Funkce BRIGHT pro logaritmický potenciometr 100

E.4 Funkce VOLUME pro lineární potenciometr 101