3. REGULAČNÍ VLASTNOSTI ELEKTRICKÝCH POHONŮ A

Transkript

1 3. REGULAČNÍ VLASTNOSTI ELEKTRICKÝCH POHONŮ A VÝKONOVÝCH ČLENŮ. Stejnosměrné motory s cizím buzením Stejnosměrné motory s cizím buzením se vyznčují velmi dobrými regulčními vlstnostmi po dlouhou dobu byly téměř jediným druhem motorů, se terým bylo možné se v regulčních pohonech sett. Seznm jejich výhod je rozsáhlý. Umožňují jednoduché řízení rychlosti změnou npětí otvy popř. budicího proudu, přitom se otáčy mohou pohybovt v široém rozshu, terý není nij vázán n mitočet sítě. Při řízení npětím otvy se nvíc jedná o v zásdě lineární prve. Smysl otáčení lze sndno měnit změnou polrity npětí otvy či budicího proudu. Výhodný je i velý točivý moment zvláště při nízých otáčách sutečnost, že motory s cizím buzením jsou dostupné i pro výony ž do řádu desíte MW. Jejich problémem je ovšem npájení rotoru přes omutátor, v jehož důsledu je motor reltivně méně spolehlivý s většími nároy n údržbu než npř. synchronní motor. Nepříjemné z hledis eletromgneticé omptibility je rušení vznijící v důsledu jisření n omutátoru. To té vylučuje používání těchto motorů v prostředí s nebezpečím výbuchu. Stejnosměrné motory mjí rovněž horší poměr výonu e hmotnosti jsou zprvidl držší než střídvé motory obdobného výonu. Použití stejnosměrných motorů s cizím buzením má proto obvyle smysl spíše ve spojitě regulovných pohonech. V plicích, v nichž se pohon pouze zpíná vypíná popř. se žádá nnejvýše soová změn otáče v něoli stupních, jsou synchronní motory většinou výhodnější. V součsnosti vš již synchronní motory stejnosměrným motorům onurují poměrně zdtně i n poli regulovných pohonů. Příjemnou vlstností stejnosměrných motorů je sutečnost, že je lze popst reltivně jednoduchým mtemticým modelem. Ten je smozřejmě jen přibližný. Pro řešení řdy otáze spjtých s návrhem regulce vš postčuje. Východisem pro odvození tohoto modelu je náhrdní schém stejnosměrného motoru s cizím buzením n obr.. Eletricé prmetry obvodu otvy jsou chrterizovány celovým odporem R indučností L vinutí otvy i dlších vedení vinutí, terá jsou s ním v sérii. Obvod otvy lze t popst rovnicí Obr. Náhrdní schém ss. motoru s cizím buzením di u = Ri + L + ue; ue = φω ; ue = f ( ib )ω () dt V ní je u npájecí npětí otvy u e je npětí, teré se induuje v otvě motoru při jejím otáčení v mgneticém poli. Konstnt úměrnosti je tzv. strojová onstnt závislá n onstručním uspořádání motoru. Závislost mgneticého tou Φ n proudu budicího obvodu i b vyjdřuje mgnetizční chrteristi motoru Φ=f(i b ), terá je nelineární. Ve schémtu n obr. jsou dvě vstupní veličiny: npájecí npětí otvy u npájecí npětí budicího obvodu u b. V obecném přípdě lze obě použít regulci. Mtemticý model je p třeb doplnit o popis budicího obvodu dib ub = Rbib + Lb () dt Výsledem bude vzhledem nelineritě mgnetizční chrteristiy buď nelineární model nebo linerizovný model použitelný jen v úzém rozmezí blízo zvoleného prcovního bodu. Regulce změnou budicího npětí se ovšem používá poměrně málo co je ještě podsttnější, stejnosměrné motory pro mlé střední výony do cc 0-40 W, s nimiž se v regulovných pohonech setáme nejčstěji, jsou obvyle buzeny nioliv eletromgnetem le permnentním mgnetem možnost měnit mgneticý to v motoru změnou budicího npětí t odpdá zcel. Mgneticý to je p onstntní (znedbáváme reci otvy, resp. přepoládáme, že je ompenzován). Nelineární funci z () lze nhrdit onstntou ξ = f ) induovné npětí otvy je přímo úměrné rychlosti otáčení ( i b0 u e = ξω (3) Závislost momentu vytvářeného otvou motoru n proudu otvy p bude rovněž přibližně lineární se stejnou onstntou úměrnosti pro momentovou rovnováhu n hřídeli motoru můžeme psát

2 Obr. Bloové schém stejnosměrného motoru řízeného npětím otvy dω m i = ξ i = J + mz (4) dt de m z je ztěžovcí moment vyvolný zátěží psivními odpory motoru J zhrnuje moment setrvčnosti smotného motoru i všechny momenty setrvčnosti pohybujících se částí přepočtené n výstupní hřídel motoru. Pomocí Lplceovy trnsformce můžeme nyní celý model převést do přenosového vyjádření U = RI + LsI + ξ Ω( s); JsΩ( s) = ξi M z (5) N záldě těchto vzthů lze nreslit bloové schém motoru t j jej uzuje obr.. Dále p z prvního vzthu vyjádříme proud otvy dosdíme do druhého. Po úprvě dostneme R τ s + Ω = U M z ξ τ τ s + τ s + ξ τ τ s + τ s + m m m m τ m oznčuje eletromechnicou τ eletromgneticou čsovou onstntu motoru τ m = R J ξ τ = L R (7) Npětí otvy zde hrje roli ční ztěžovcí moment poruchové veličiny. S ohledem n obecnou struturu zpětnovzebního regulčního obvodu, t j je znázorněn npř. n obr..3, je možné psát pro přenos regulovné soustvy G S (s) pro přenos poruchové veličiny G d (s) R τ s + GS = ; G s = d ( ) (8) ξ τ τ ms + τ ms + ξ τ τ ms + τ ms + Z hledis potlčení vlivu poruchové veličiny n průběh regulce rychlosti je jistou nepříjemností sutečnost, že reltivní řád přenosu G d (s) je roven jedné, ztímco přenosu G S (s) dvěm. Rychlost odezvy n změnu poruchy (v tomto přípdě momentové zátěže) je t větší než n změnu ční veličiny. S využitím věty o onečné hodnotě Lplceovy trnsformce můžeme pomocí (6) zíst výrz pro stticou chrteristiu motoru (ustálené hodnoty oznčeny indexem 0) 0 ( ξ ) U 0 ( R ξ ) M z0 ω = (9) Ustálená hodnot rychlosti lineárně lesá s rostoucím ztěžovcím momentem motoru. Vlstnosti motoru z hledis momentové ztížitelnosti se zhoršují s nrůstjícím odporem v obvodu otvy. Dynmicé chování motoru závisí n vzájemném vzthu obou čsových onstnt. Je-li τ m <4τ jsou ořeny chrteristicé rovnice omplexní přechodová chrteristi motoru v odezvě n změny npětí otvy může vyzovt přemity. Tto situce nstává u něterých servomotorů nvržených t, by jejich moment setrvčnosti byl co nejmenší. Ve většině přípdů vš jsou ořeny reálné přechodová chrteristi bez přemitu. Čsové onstnty jmenovtele přenosu (τ s+)(τ s+) ovšem nejsou obecně shodné s onstntmi τ m τ. Poud vš pltí τ m >>4τ je možné přibližně psát τ τ s + τ s + = τ τ s + ( τ + τ ) s + = ( τ s + )( τ s + ) (0) m m m m poládt t přenos motoru z přenos druhého řádu s čsovými onstntmi τ m τ. Je-li rozdíl obou čsových onstnt velmi výrzný lze pro přibližné výpočty čsovou onstntu τ znedbt motor povžovt z systém prvního řádu s čsovou onstntou τ m. Úprvou (5) můžeme zíst té přenosy popisující vliv změn npětí otvy ztěžovcího momentu n proud otvy τ ms I = U ( s) + M z () R τ τ ms + τ ms + ξ τ τ ms + τ ms + Přenos mezi proudem npětím otvy má derivční chrter. Ustálená hodnot proudu bude proto dán pouze účinem ztěžovcího momentu. Je vš nutné počítt s tím, že během přechodových dějů se projeví i derivční chrter odezvy n změnu npětí otvy špičová hodnot proudu bude výrzně větší než ustálená. J je zřejmé i z () nejnepříznivější situce z hledis veliosti proudu otvy u pohonů s jedním směrem otáčení nstne v omžiu zpínání stojícího motoru, dy je při nulovém u e m (6)

3 nárůst proudu zprvu omezen jen veliostí čsové onstnty τ resp. při znedbtelně mlé veliosti τ je n počátu dán pouze podílem U /R. U pohonů umožňujících reverzci je třeb nvíc do () doplnit nenulové počáteční podmíny, neboť tm se objeví největší proudové špičy při změně směru otáčení. Při znedbtelné τ bude veliost počáteční proudové špičy ( U + ue0 ) R. S těmito špičovými hodnotmi proudu, teré budou výrzné zejmén u větších motorů, jenž mívjí obvyle mlé R, je nutné počítt nejen z hledis dimenzování npájecích řídicích obvodů motoru jejich ochrny proti přetížení, le i z hledis ochrny smotného motoru, jenž může být ndměrným proudem rovněž pošozen. V regulátorech se proto čsto objevují obvody, teré mximální hodnotu proudu omezují. Při regulci polohy resp. úhlu ntočení hřídele motoru, lze vyjít z již uvedených přenosů pouze je doplnit o přenos n polohu, terá je integrálem z rychlosti φ ( K s) Ω( s) () = ϕ Konstnt úměrnosti K ϕ bere ohled n to, že čsto není snímán řízen přímo úhel ntočení smotné hřídele motoru le ž výstupu z převodovy. Obr. 3 Výonový obvod mlého ss. motoru Obr. 4 Regulátor rychlosti otáčení s OZ LMCL Ztím jsme předpoládli, že npětí n otvě motoru je spojitě měnitelné. Relizce zřízení, terá podobnou změnu umožní, ovšem nemusí být vždy technicy jednoduchá může ovlivňovt i dynmicé vlstnosti motoru. V následujících odstvcích se proto n tento problém podíváme podrobněji. V principu nejjednodušším postupem je použití spojitého výonového zesilovče popř. operčního zesilovče. Tto je řešen npř. výonový obvod n obr. 3. V zpojení je použit výonový zesilovč L49 (SGS Thomson s mximálním trvlým ztěžovcím proudem 3 A (špičově 4 A) npěťovým zesílením. Zreslený obvod relizuje výonový stupeň, terý zbezpečí, že vstupní npětí u se objeví n otvě motoru ovšem s ptřičně výonově posíleno. Výstupní npětí z tchodynm lze použít jo údj o rychlosti otáčení pro účely zpětné vzby. Po doplnění o nlogový PI či PID regulátor relizovný něterým ze způsobů popsných v pitole. dostneme ompletní rychlostní servo umožňující sndnou reverzci spojité řízení rychlosti otáčení. Hrnice použitelnosti tohoto způsobu řízení při použití monoliticých zesilovčů je dán mximální proudovou ztížitelností dostupných výonových OZ, terá nepřeshuje 0 A. Příld zpojení rychlostního serv s výonovým OZ LM (Ntionl Semiconductor, jehož mximální trvlý ztěžovcí proud je 0 A, je uveden n obr. 4. Zpojení je převzto z tlogového listu tohoto obvodu. Uvedené hodnoty součáste t pltí pro jeden onrétní motore nejsou příliš zjímvé. Z zmínu vš nop stojí řešení výonového obvodu. Výstupem regulčního členu vstupem výonové části je npětí u i. Volíme-li t jo n obrázu R 5 =R 6 =R 8 =R 9 =R pltí-li R 7 <<R, můžeme vzthy veličin ve výonové části obvodu popst výrzy u = 0, 5uo; u+ = 0, 5( ui + u) = 0, 5( ui + uo R7i ) uo = Ao ( u+ u ) = 0, 5Ao ( ui R7i ) (3) Jeliož zesílení OZ A o, chová se výonový obvod jo proporcionální regulátor s velmi vysoým zesílením. Regulční odchylou je pro něj rozdíl u i -R 7 i ční veličinou výstupní npětí výonového OZ. Bloové schém odpovídjící zpojení n obr. Obr. 5 bloové schém obvodu z obr. 4 3

4 4 s podřzeným regulátorem proudu je n obr. 5. Poud uvžujeme nulový ztěžovcí moment můžeme vzth mezi výstupem regulátoru rychlosti u u proudem motoru i popst přenosy I M = ( τ τ s m 0, 5Ao Js Ui ui U s I s i i ( ) M ( ) = resp. M = (4) + τ s 0 5A JR7s A m + ) ξ +, o o R7 R7 Proporcionální regulátor proudu t eliminuje zpožďující vliv indučnosti, což usndňuje návrh regulce zlepšuje vlstnosti regulčního obvodu. Podřzený regulátor proudu proto té není specifiem uvedeného zpojení, le je používán velmi čsto. Vzthy (5) lze zjednodušit do tvru ξ Ω = Ui M z (5) JR s Js Motor je popsán přenosem pouze prvního řádu. Důsledem buzení ze zdroje proudu je tedy snížení fázového zpoždění Obr. 5 Pulsně šířová modulce otevřené smyčy z toho vyplývjící snzší zjištění stbility regulčního obvodu. S ohledem n sledování změn žádné hodnoty při nulovém ztěžovcím momentu by vzhledem stticému chrteru přenosu (5) postčovl P regulátor. Doszením rovnice P regulátoru do (5) vš sndno zjistíme, že nenulová hodnot ztěžovcího momentu povede e vzniu trvlé regulční odchyly. Je proto nutné použít PI regulátor. Ten je proto použit i ve schémtu n obr. 4. Pouze je ještě doplněn o oreční člen R 4 C snižující zesílení regulčního obvodu n vyšších mitočtech. K vytvoření signálu regulční odchyly není v zpojení použit zvláštní rozdílový zesilovč, le invertující PI člen, jehož vstupem je součet signálů žádné sutečné hodnoty rychlosti u w u ω. Pro správnou funci je proto nezbytné, by přiváděné npětí u w mělo vždy opčnou polritu než má při dném směru otáčení u ω. Pro upřesnění je třeb dodt, že vzth (4) byl odvozen z předpoldu linerity obvodu. Ve sutečnosti se projeví omezení dné tím, že proud otvy motoru nemůže v principu přeročit veliost dnou mu podle Ohmov záon mximálním výstupním npětím OZ odporem otvy motoru zvětšeným o R 7. Předpold o velmi vysoém zesílení P regulátoru je v důsledu toho splněn pouze poud je rozdíl u i - R 7 i mlý. Při větších hodnotách toho rozdílu vš je poměr mezi mximálním výstupním npětím OZ u i -R 7 i pouze v řádu desíte nebo ještě menší předpold velmi vysoého zesílení t evidentně splněn být nemůže. Vzth (4) proto v průběhu dynmicých dějů pltí pouze přibližně. Jeliož npětí u e předstvuje z hledis regulce proudu poruchovou veličinu, bude pro pltnost (4) problemticý zejmén přípd, dy τ je srovntelná nebo větší než τ m. Nštěstí to vš není příliš běžné dleo čstěji pltí spíše opčný vzth τ <<τ M. Spojité řízení npětí n otvě má význmná omezení. Je použitelné pouze pro poměrně mlé proudy mlá npětí (npájecí npětí obvodu LM je mx. ±30 V, obvodu L49 mx. ±0 V). Problémem je i cen obvodů. Obvod L49 je levný, LM je vš stejně jo jiné OZ podobného výonu (npř. OPA549 firmy Burr-Brown, již poměrně drhý prve. Rozšíření výonového i npěťového rozshu stejně jo snížení ceny je smozřejmě možné použitím méně výonných OZ doplněných o výonový stupeň z disrétních trnzistorů. I p vš stále zůstává nedotčen záldní problém ždého spojitě prcujícího výonového zesilovče dný tím, že výstupní prvy prcují v režimu, v němž jsou stále částečně otevřeny prochází jimi znčný proud, zároveň vš nejsou otevřeny zcel proto n nich vzniá znčný úbyte npětí. Výsledem je velá výonová ztrát obtížné chlzení výonových prvů stejně jo zbytečné ztěžování zdroje. Běžně je proto používáno řešení, teré vychází z obdobných úvh jo metod evivlentních přenosů zmíněná v předchozí pitole. Motor popsný přenosy (6) předstvuje z hledis frevenčních vlstností dolní propust. Přivedeme-li n jeho otvu ovládcí npětí s průběhem podle obr. 5 opovcí periodou T dosttečně mlou, by již první hrmonicá tohoto signálu ležel v nepropustném pásmu přenosů (6), bude z hledis vlivu n chování motoru význmná pouze jeho stejnosměrná slož. Tu lze vyjádřit vzthem S ( T T U m 4 7 U = ) (6) Změnou poměru doby sepnutí T u onstntní délce periody T t lze spojitě měnit střední hodnotu npětí přiváděného n otvu motoru od nuly do mximální hodnoty U m. Vzhledem tomu, že

5 poždovné npětí je zde převáděno n šířu pulsu oznčuje se tento postup jo pulsně šířová modulce (PWM-Pulse Width Modultion). Předpold o filtrci všech slože signálu romě stejnosměrné složy je obvyle splněn, neboť frevence PWM signálu se běžně pohybují v řádu jednote ž desíte Hz. Poud to prmetry použitých spíncích trnzistorů umožňují je vhodné volit tuto frevenci lespoň oolo 0 Hz, terá je již nd slyšitelným pásmem nehrozí tedy nebezpečí, že motor bude zdrojem nepříjemného písání. Výhod tohoto postupu je zřejmá ze zpojení, teré je rovněž uvedeno n obr. 5. Výonový trnzistor prcuje ve spíncím režimu. Je-li sepnut, prochází jím sice velý proud, úbyte npětí n něm vš je mlý: řádově v desetinách V. Je-li nop rozepnut, prochází jím jen neptrný zbytový proud. V obou přípdech je výonová ztrát poměrně mlá. Trnzistor je ovšem výonově ztěžován při přechodech mezi těmito dvěm stvy. Přechody neprobíhjí mžiově, le vyždují určitý onečný čs (obvyle jednoty µs, přičemž vypnutí je něolinásobně delší než sepnutí) během nich se trnzistor pohybuje v téže oblsti chrteristiy jo ve spojitých zesilovčích. Ztrátový výon tím i ohřívání trnzistoru se proto zvyšují s rostoucí frevencí ovládcího PWM signálu. Je-li ovšem tto frevence zvolen rozumně s ohledem n to, by dob sepnutí vypnutí použitého trnzistoru (tlogový údj) byl mlá ve srovnání s periodou PWM signálu T, bude výonová ztrát n trnzistoru oproti spojité regulci výstupního npětí podsttně nižší. Vzhledem mlému proudovému zesilovcímu činiteli výonových trnzistorů (řádově nnejvýše v desítách) se e spínání obvyle používá Drlingtonovo zpojení. To je možné vytvořit ze dvou disrétních trnzistorů. Běžně se vš vyrábějí prvy, teré obshují dvou popř. i vícestupňové Drlingtonovo zpojení v jednom pouzdře zpojují se stejně jo obyčejné trnzistory. Alterntivně lze e spínání použít té výonové trnzistory MOSFET. Motor předstvuje induční zátěž proto se v zpojení objevuje i ochrnná diod. N rozdíl od obdobného zpojení použitého npř. e spínání solenoidových ventilů či cíve relé, de tto diod hrje pouze roli ochrny spíncího trnzistoru v hypoteticém přípdě dosttečně odolného trnzistoru by se tm nemusel objevit, má vš diod n obr. 5 i dlší funci. Princip PWM modulce přepoládá, že přestože npětí přiváděné n otvu motoru má obdélníový průběh, vzhledem dolnopropustnímu chrteru motoru se upltní pouze jeho střední hodnot (6) průběh proudu bude obdobný, jo dyby se n otvě motoru objevilo stejnosměrné npětí stejné veliosti. K tomu je zpotřebí, by proud motorem nebyl při rozepnutí trnzistoru přerušen nelesl v ždé periodě n nulu, le uzvřel se přes diodu. Průběh proudu při sepnutém rozepnutém trnzistoru t můžeme vyjádřit následujícími vzthy. Přitom předpoládáme, že vzhledem e ráté době periody PWM signálu oproti čsovým onstntám motoru, lze během jedné periody poládt npětí u e z onstntní u e =U e. Při sepnutí trnzistoru je e otvě motoru připojeno npětí U m podle () můžeme pro nrůstjící proud otvy psát i t τ {( U m Ue) R}( e ) + I0 V nich I oznčuje veliost proudu motorem v čse T, dyž došlo rozepnutí trnzistoru. Vzhledem reltivní rátosti doby T oproti τ bude průběh proudu většinou odpovídt obr. 6 ). Proud nestčí během doby T polesnout n nulu dostneme pulsující průběh. Ve sutečnosti bude zvlnění obvyle ještě dleo menší než n obr. 6 ), de bylo pro názornost zdůrzněno. Proud v jedné periodě zčíná od hodnoty, n níž v předchozí periodě sončil, při změnách střídy PWM signálu t odpovídjící změn střední hodnoty proudu probíhá postupně rychlostí dnou čsovou onstntou τ. Záldní rovnice motoru (), (5), (6) dlší zůstávjí v pltnosti, pltí vš pro střední hodnoty veličin z periodu PWM signálu. Obvod n obr. 5 se t chová v zásdě jo lineární proporcionální výonový člen, jehož výstupní npětí je úměrné střídě PWM signálu tedy ovládcímu npětí PWM modulátoru. Poněud jiná situce nstne bude-li T jen mlou částí celové periody PWM signálu. P může průběh vypdt t jo n obr. 6 b). Proud během doby T nestčí výrzněji vzrůst zčne-li posléze lest podle (8), dosáhne nuly v čse T 0 ještě před oncem periody. Podle (8) by měl jeho poles porčovt ž n hodnotu U e /R. Zství se vš n nule, neboť diod propouští proud jen jedné polrity. V ždé periodě t zčíná proud nrůstt znovu od nuly. N rozdíl od režimu spojitých proudů proto chybí 5 t τ = e (7) de I 0 oznčuje počáteční hodnotu proudu v omžiu sepnutí trnzistoru. Po uplynutí T se trnzistor rozepne jeliož proud indučností nemůže soově lesnout n nulu, proudový oruh se uzvře přes diodu. Pro popis obvodu otvy průběh proudu otvy p dostneme vzthy di Ue + R Ue = Ri + L i = dt R R t T I τ Ue e (8)

6 Obr. 6 Průběhy proudu otvou motoru ) nepřerušovný proud návznost n hodnoty, terých dosáhl předtím není zde možnost postupného nárůstu střední hodnoty proudu. V důsledu toho je vyřzen zpožďující vliv eletricé čsové onstnty τ změn střídy ovládcího npětí se n střední hodnotě proudu projeví omžitě. To by bylo možné poládt z pozitivní. Problémem vš je to, že τ ovlivní rychlost nárůstu proudu během T čím větší bude tto čsová onstnt v poměru T tím menší hodnoty proud dosáhne. Z hledis střední hodnoty proudu t lze n obvod otvy pohlížet t, že tto střední hodnot je určen vzthem i = ( U U ) R (9) s m e ev v němž hodnot evivlentního odporu R ev závisí n τ, střídě PWM signálu i vzthu mezi U m U e. Její přesné vyčíslení je proto obtížné. Podsttné vš je, že R ev může být ž o dv řády b) přerušovný proud vyšší než sutečný odpor otvy R. S ohledem n (9) (7) t bude momentová chrteristi motoru při práci v režimu přerušovných proudů velmi měá mechnicá čsová onstnt vysoá. Dostáváme se zde t nepříjemné nelineritě. Motor prcující v režimu spojitých proudů lze včetně PWM modulátoru poládt z poměrně lineární prve. Polesne-li vš stříd PWM signálu ntoli, že motor přejde do režimu přerušovných proudů, dojde e změně dynmicého chování systému. Vzroste τ m řád přenosu se o jedniču sníží v důsledu vyřzení vlivu τ. Nvíc se podsttně změní i jeho stticé vlstnosti. U PWM modulce to nštěstí většinou není zásdní problém. Díy vysoé frevenci PWM signálu je pásmo přerušovných proudů úzé, obvyle méně než 0% regulčního rozshu. Vzhledem existujícím psivním odporům motor většinou v tomto pásmu neprcuje v přípdě potřeby lze pásmo přerušovných proudů té dále zúžit zřzením vyhlzovcí tlumivy do série s otvou motoru. Znčným problémem se vš tento jev může stát při použití tyristorových měničů, o nichž bude řeč n následujících stránách. Frevence jejich výstupního signálu vychází z frevence sítě je ve srovnání s PWM modulcí výrzně nižší. Pásmo přerušovných proudů p může být podsttně širší řízení motoru může vyždovt použití dptivních regulátorů či jiných náročnějších regulčních postupů. Součástí zpojení n obr. 5 je té PWM modulátor, tzn. převodní, terý prvoúhlý průběh o vhodném poměru T /T vytváří. Jeho technicá relizce může být různá. Při číslicovém řízení využijeme toho, že u mnoh jednočipových miropočítčů je dispozici lespoň jeden výstupní PWM nál (viz Chysý et l.,998). I poud dispozici není, lze generování PWM signálu relizovt progrmově, přípdně pomocí externích progrmovtelných čítčů. Je-li východisem spojitý npěťový signál lze PWM modulátor relizovt obvodově. Principiální schém obvodové relizce je n obr. 7. Záldem je generátor signálu s pilovým průběhem onstntní mplitudou i frevencí. Periody sepnutí vypnutí jsou generovány n záldě omprce hodnoty vstupního npětí s výstupem tohoto generátoru. Komprátor je proveden t, že výstupní trnsistor je sepnut po dobu, dy npětí generátoru je menší než vstupní. N obrázu je zchycen odezv modulátoru n nrůstjící ovládcí npětí u. Dob T tím i střední hodnot (6) lineárně nrůstjí s rostoucím vstupním npětím. Zpojení těchto modulátorů se v litertuře vysytuje velé množství. Čsto ovšem bývá Obr. 7 Princip PWM modulátoru generátor pily nhrzován průběhem npětí n ondenzátoru, terý je postupně nbíjen vybíjen přes odpor. Tento průběh se sládá z exponenciálních úseů pilu proximuje jen přibližně. Důsledem je nelineární chrteristi měniče. Schém zpojení měniče s lineární chrteristiou lze nlézt npř. v (Vysoý, 997). 6

7 Obvod n obr. 5 umožňuje plynulou regulci npětí n otvě motoru, ne vš reverzci či brždění. Tuto nevýhodu odstrňuje složitější zpojení z obr. 8. Vzhledem chrteristicému uspořádání trnzistorových spínčů je oznčováno jo H-můste. Při sepnutých trnzistorech T T polrit npětí n motoru odpovídá polritě v řádu, při sepnutých trnzistorech T3 T4 je polrit npětí n otvě opčná. V můstu mohou být podle oolností užity bipolární trnzistory i trnzistory MOSFET či IGBT. Mlý odpor R i slouží e snímání veliosti proudu procházejícího můstem pro účely proudové zpětné vzby nebo v jednodušším přípdě lespoň ndproudové ochrny výonových trnzistorů. U něterých modernějších integrovných H- můstů (npř. LMD800 firmy Ntionl Semicondutor) se lze sett Obr. 8 Strutur H-můstu s využitím modifiovné strutury spíncích trnzistorů MOSFET umožňující zísání informce o proudu i bez měřicího odporu. Zvláště při větších výonech bývá snímání proudu čsto řešeno pomocí Hllových sond. Řízení můstu může probíht dvěm Obr. 9 Řízení H-můstu dvěm průběhy v protifázi záldními způsoby. První způsob znázorňuje obr. 9. Během T jsou sepnuty trnzistory T T, po dobu T p T 3 T 4. Oznčíme-li npětí o polritě odpovídjící řádu n obr. 8 jo ldné, dostneme při různých poměrech T T průběhy n obr. 9. Jeliož pltí T +T =T, lze pro střední hodnotu npětí přiváděného n otvu motoru psát U = 0,5) U (0) S ( T T ) U m T = ( T T Při rovnosti T =T je střední hodnot npětí přivedeného n otvu motoru nulová motor stojí. Při nerovnosti je podle znmén rozdílu buď ldná nebo záporná, přičemž její veliost lze spojitě regulovt, motor se otáčí jedním či druhým směrem. Při tomto způsobu řízení je vš efetivní hodnot npětí n otvě motoru nenulová i při stojícím motoru nulové střední hodnotě npětí. Vešerý protéjící proud se p mění v Jouleovo teplo. Tto vrint je proto vhodná pro rychlostní servomechnismy. Pro polohové servomechnismy je vš použitelná pouze tehdy, dyž onstruce motoru zjišťuje dosttečný odvod tepl i při stojícím motoru. Obvyle je proto v tomto přípdě výhodnější použít tový způsob řízení, dy je pro otáčení v jednom směru trvle sepnut trnzistor T npětí n otvě se reguluje pomocí trnzistoru T 4 stejně jo n obr. 5. Pro otáčení v opčném směru je trvle sepnut trnzistor T 3 PWM signál se přivádí n T 4. Při stojícím motoru jsou všechny čtyři trnzistory rozepnuty motor se t ni nezhřívá ni zbytečně neztěžuje npájecí zdroj. K relizci H-můstu je dostupná řd integrovných obvodů. Nejjednodušší z nich obshují jen H-můste budicí obvody uzpůsobené pro spínání trnzistorů v můstu vnějšími obvody s výstupy v úrovních TTL. Známým obvodem tohoto druhu je npř. L93 (SGS Thomson). Jiné typy zhrnují i proudovou zpětnovzební smyču obdobně jo spojitý regulátor n obr. 4. Tto vrint řízení H- můstu je n obr. 0 uázán n příldu obvodu L9 téhož výrobce. Ve schémtu uvedené hodnoty externích odporů ondenzátorů pltí pouze pro jeden onrétní motor s uvedenými L R. Podsttná vš je strutur tohoto obvodu, terou je možné popst bloovým schémtem podle obr.. Vstupní obvod s OZ řídicímu npětí, teré je bipolární, přičítá referenční npětí t, by výsledem byl ovládcí signál jedné polrity. Proud protéjící můstem je snímán pomocí dvou shodných odporů R s. Úbyte npětí n těchto odporech, jehož polrit záleží n omžitém směru proudu, vyhodnocuje trnsondutnční zesilovč (OTA-Opertionl Trnsconductnce Amplifier). Jeho výstupem je proud úměrný vstupní npěťové diferenci podle vzthu i o = g T ( u + u ) (0) Výstupní proud z tohoto prvu je filtrován dolní propustí R F C F. Regulci v podřzené proudové smyčce nezbezpečuje P regulátor s velmi vysoým zesílením jo v předchozím přípdě, le PI regulátor v obvylém zpojení podle obr..0. Nstvení jeho prmetrů lze provést něterou ze známých metod. Výrobce obvodu ovšem doporučuje tu nejjednodušší: rácení pólů přenosu nulmi regulátoru RC=L /R. U PI regulátorů je tento postup použitelný (n rozdíl od PD regulátorů, de j známo, vede velmi m 7

8 problemticým výsledům). Volíme-li čsovou onstntu t, by e rácení došlo, dostneme pro přenos otevřené smyčy mgt RS GO = () sc( + srfcf ) Symbolem m je zde oznčeno stticé zesílení mezi npětím u o n výstupu PI regulátoru střední hodnotou proudu otvy motoru. Vyjdřuje t vlstnosti PWM modulátoru, terý lze poládt z proporcionální člen. Lze je vyjádřit vzthem = U ( R U ) () m REF Obr. 0 Vnitřní strutur zpojení obvodu L9 de U je npájecí npětí U REF referenční npětí 8 V. Přenos () je druhého řádu teoreticy by uzvřený regulční obvod měl být vždy stbilní. Je ovšem třeb uvážit, že vzhledem tolerncím hodnot součáste změnám něterých prmetrů z provozu (R roste při oteplení motoru) je úplné rácení v přenosu pouze mtemticou ficí. Nvíc tto nlýz něteré dynmicé vlivy znedbává, npř. zpětné působení Obr. Bloové schém obvodu z obr. 0 rychlosti n proud motoru zřejmé z bloového schémtu n obr.. V důsledu znedbné nemodelovné dynmiy je řád přenosu otevřené smyčy ve sutečnosti vyšší. J s ohledem n zručenou stbilitu t s ohledem n vlitu regulce je proto vhodné nvrhnout jej s dosttečnou fázovou bezpečností. Volíme-li npř. fázovou bezpečnost 45, dostneme z () dodtečnou podmínu pro hodnoty součáste m gt RS RFCF < C (3) Celový přenos mezi řídicím npětím u i střední hodnotou proudu otvy odpovídjící stticé zesílení jsou dány vzthy I R sr C + I R 0, 044 = U R R R i m F F 0 = = 3 s RFCFC + sc + mrs gt Ui0 RR 3RS gt Zesílení PI regulátoru r o =R/R F lze nstvit t, bychom dostli vhodný průběh přechodové odezvy. Vzhledem povze úlohy by měl přechodová chrteristi být sice rychlá vš bez velých přemitů. N chrteru regulční úlohy vlstnostech motoru, především p n vzájemném vzthu čsových onstnt τ m τ, záleží, zd při výpočtu ndřzených regulčních obvodů bude nutné uvžovt dynmiu přenosu (4) nebo zd bude možné ji znedbt nhrdit stticou chrteristiou obdobně jo v (4) (5). Uvedený postup návrhu je smozřejmě jen jedním z mnoh možných. Jiným vhodným postupem by mohlo být npř. použití regulátoru nvrženého metodou symetricého optim podle tb.. Metod symetricého optim je té vhodným postupem pro nvzující návrh rychlostní přípdně polohové regulční smyčy to zvláště v přípdě, že dynmiu (4) nelze znedbt nhrdit pouze stticým zesílením. Obvod L9 prcuje s mximálním npájecím npětím 36 V ztěžovcím proudem A. Sám o sobě t je oproti výonovým OZ příznivější lterntivou z hledis výonové ztráty n smotném obvodu. Z hledis rozshu výonů regulovných motorů vš žádné zlepšení nepřináší. Jeho výon je le možné podsttně zvýšit přidáním vnějších výonových trnzistorů. Všechny funční schopnosti včetně regulce proudu jsou přitom zchovány výše uvedená nlýz chování obvodu zůstává v pltnosti. V (SGS Thomson, 995) jsou popsány dvě vrinty připojení výonových trnzistorů. V první jsou výonové trnzistory ovládány glvnicy přímo z obvodu. Výonová ztížitelnost p je si do 8-0 A. Pro podsttně větší proudy npětí n otvě motoru již je nutné výonový obvod S (4) 8

9 glvnicy oddělit. V textu uvedené zpojení užívá trnsformátorovou vzbu prcuje do npětí 50 V proudů 50 A. Zde by již bylo použití spojitých výonových zesilovčů velmi obtížné, ne-li nemožné. Obr. Regulátor rychlosti otáčení s L9 jo výonovým členem Ať již sám nebo doplněný o externí výonové prvy prcuje obvod L9 jo výonový člen regulátor proudu. Vyonává t nlogicou funci jo ve spojitém obvodu n obr. 4 výonový OZ. Jeho dlší zpojení do regulčního obvodu proto může být podobné. N obr. je L9 použit jo výonový člen regulce rychlosti otáčení je prováděn nlogovým PI regulátorem obdobně jo n obr. 4. Žádná hodnot proudu (npětí u i ) je v zpojení omezen pouze sturcí OZ. Nědy proto bývá účelné zřdit do obvodu vůli ochrně motoru i výonového členu ještě omezovč omezující veliost mximální žádné hodnoty proudu. Obvod L9 byl uveden jo příld. Obdobných obvodů existuje více celé zpojení je možné relizovt i bez použití speciálních integrovných obvodů. Podsttné vš je, že bez ohledu n onrétní obvodovou relizci, je řízení ss. motorů pomocí H-můstů ovládných PWM modulcí velmi výhodnou metodu. Ztráty tepelné ztížení výonových prvů jsou výrzně menší než při spojitém řízení. Zároveň pltí, že prcuje-li motor v režimu spojitých proudů, lze PWM modulátor H-můste poládt z hledis návrhu regulce z přibližně lineární proporcionální člen. Pro návrh regulátoru je t většinou téměř lhostejné, zd je výonový stupeň relizován jo spojitý nebo pomocí trnzistorového měniče. Obr. 3 Nesouměrný polořízený můste Existuje vš ještě dlší možnost relizce výonových obvodů stejnosměrných motorů tou jsou řízené usměrňovče. Tyto obvody jsou historicy strší hrály velmi význmnou roli v dobách, dy spíncí trnzistory pro větší výony nebyly dispozici. I dnes jsou čsto nszovány zvláště v oblsti větších výonů. N obr. 3 je pro záldní předstvu nznčen princip činnosti jednofázového polořízeného můstu, terý předstvuje jednu z nejjednodušších podob řízeného usměrňovče. Tyristory jsou spínány v ldné půlvlně nodového npětí přivedením spouštěcího impulsu n řídicí eletrodu. K vypnutí tyristoru dojde v omžiu změny polrity nodového npětí. V omžicích, dy nevede ni jeden z tyristorů, se proudový oruh uzvírá přes diody D D. Při dosttečné veliosti čsové onstnty zátěže je t možný provoz v režimu spojitých proudů. V důsledu posunu omžiu příchodu tohoto impulsu oproti počátu půlvlny se n výstup dostne pouze odpovídjící část vstupního střídvého npětí. N obrázu je znázorněn tlustou črou. Změnou tohoto posuvu, terý je vyjádřen řídicím úhlem α je možné spojitě měnit střední hodnotu výstupního npětí. Předpoládáme-li, že usměrňovč je npájen střídvým npětím o efetivní hodnotě U, můžeme střední hodnotu usměrněného npětí n výstupu vyjádřit vzthem T π π ( + cosα) usv = uv( t) dt = U sinφdφ = U [ cosφ] α = U svm T 0 π α π V něm U vsm oznčuje mximální střední hodnotu výstupního npětí při nulovém řídicím úhlu U svm = U π (6) Nutnou součástí řízeného usměrňovče jsou té obvody, teré zbezpečují, že spouštěcí impulsy budou generovány ve správný omži. Princip jejich činnosti je znázorněn rovněž n obr. 3. Záldem je generátor pilovitého npětí synchronizovný s npájecím střídvým npětím t, že jeho výstup v průběhu ždé půlvlny lesá od mximální hodnoty U pm n počátu ž nule n onci půlvlny. K sepnutí tyristoru dojde v omžiu rovnosti výstupu tohoto generátoru vstupního řídicího npětí. Je zřejmé, že čím bude řídicí npětí menší, tím později dojde sepnutí střední hodnot výstupního npětí bude menší. Závislost je ovšem nelineární. Z obr. 3 plyne, že úhel α můžeme vyjádřit výrzem (5) 9

10 α = π u ř U ) (7) ( pm po jeho doszení do (5) dostneme stticou chrteristiu polořízeného můstu usv = ( U svm ){ + cos( π π uř U pm)} = ( U svm ){ cos( π uř U pm)} (8) Vzhledem její nelineritě (viz obr.4) se zesílení můstu mění v závislosti n volbě prcovního bodu dusv U svmπ uř U uř uř u = = sin( π ) = sin( π ) = u mx sin( π ) (9) duř U pm U pm U pm U pm U pm mximální hodnoty doshuje v polovině regulčního rozshu, ztímco n jeho orjích lesá nule. Řízený usměrňovč je tedy výrzně nelineární prve, což je ve srovnání s řídicími obvody využívjícími PWM modulce nespornou nevýhodou. Stticou nelineritu podle obr. 4 lze smozřejmě ompenzovt. Průběh stticého zesílení odpovídá funci sinus, je tedy možné nvrhnout řídicí obvody t, by závislost mezi řídicím npětím úhlem α nebyl přímová, le odpovídl funci rcsin. Tto ompenzce ovšem ompliuje onstruci řídicího obvodu může být jenom částečná s ohledem n vliv, terý n stticou chrteristiu usměrňovče bude mít připojení otvy motoru, jejíž náhrdní obvod obshuje romě indučnosti odporu té zdroj npětí. Pro návrh regulce jsou důležité i dynmicé vlstnosti řízeného usměrňovče. Při onstntní hodnotě řídicího npětí je výstupní npětí periodicé. U dvoupulsního měniče n obr. 3 je period výstupního npětí rovn polovině periody vstupního npětí. V obecném přípdě ji lze vyjádřit vzthem T = ( qf ) (30) Obr. 4 Stticá chrteristi zesílení polořízeného můstu 0 0 v intervlu <0,T>. Střední hodnot tohoto doprvního zpoždění je de q je počet pulsů měniče f 0 frevence vstupního npájecího npětí. Tyristory jsou podle obr. 3 zpínány v omžiu shody řídicího npětí s referenčním npětím generátoru pily. Při změnách řídicího npětí proto nebude odezv následovt omžitě le s jistým zpožděním, teré bude v závislosti n veliosti směru změny omžité hodnotě referenčního pilového npětí olíst τ M = T = (qf0) (3) Ve zvoleném prcovním bodě t lze chování řízeného usměrňovče přibližně modelovt systémem s doprvním zpožděním τ M zesílením u odpovídjícím příslušnému prcovnímu bodu. Podobnou nlýzu by bylo možné provést i pro PWM modulci. Tm je ovšem vzhledem velému opovcímu mitočtu zpoždění neptrné bezpečně znedbtelné. Řízené usměrňovče vš jsou vesměs npájeny ze střídvé sítě 50 Hz zpoždění τ M se pohybuje v jednotách ms. Pro dvoupulsní zpojení z obr. 3 je 5 ms. Jeliož eletromechnicá čsová onstnt se může u rychlých servomotorů pohybovt v řádu desíte ms i méně eletromgneticá může být ještě menší, nemusí již toto doprvní zpoždění být vždy znedbtelné. Většin postupů pro návrh regulátorů ovšem předpoládá přenos ve tvru rcionální lomené funce bez doprvního zpoždění, teré t předstvuje nepříjemnou omplici. S výjimou extrémních přípdů, dy je toto zpoždění svojí hodnotou sutečně velmi blízé osttním čsovým onstntám motoru, se proto obvyle proximuje lineárním členem Tylorov rozvoje řízený usměrňovč je p modelován systémem prvního řádu s proměnným zesílením sτ M τ GM = u e = u ( + M s) (3) Stejnosměrný motor s řízeným usměrňovčem p lze poládt z systém třetího řádu při regulci rychlosti řádu čtvrtého při regulci polohy. Regulce je nvíc ompliován nelineritou řízeného usměrňovče té sutečností, že pásmo přerušovných proudů může být podsttně širší než u trnzistorových měničů řízených PWM modulcí, což vnáší dlší nelineritu. Vzth (3) udává střední hodnotu zpoždění, teré nbývá zcel náhodné veliosti od nuly ž do mxim (30). V přípdech, dy je neznedbtelné le zároveň té nioliv dominntní, může být rozumnou lterntivou (3), uvžovt jeho nominální hodnotu při návrhu regulátoru nulovou sutečnost, že náhodně nbývá i nenulových hodnot chápt jo neurčitost v popisu soustvy, terou lze vzít v úvhu při moderních metodách návrhu robustních regulátorů. Podrobněji viz (Sogestd & Poslethwite, 996).

11 Přenos soustvy ( T s + )( τs + ) T s( τs + ) T s + )( T s + )( τs + ) ( T s( T s + )( τs + ) T Ts ( τs + ) T s( T s + )( τs + ) Polořízený jednofázový můste z obr. 3 neumožňuje ni reverzci pohonu ( tomu by byl nutný plně řízený můste s tyristory místo diod D D). Užívá se proto řd složitějších řízených usměrňovčů. N oné velmi zjednodušující rovině, n níž se s ohledem n omezený rozsh pohybuje náš výld, jsou vš jejich vlstnosti podobné. Jejich stticá chrteristi je nelineární dynmiu lze přibližně modelovt doprvním zpožděním či soustvou prvního řádu. Pro podrobnější informci je nutné použít speciální literturu. Vhodným textem je npř. (Leonhrd, 996). Lze vš užít i množství strší litertury (npř. Seborsý, 989; Kule et l., 983), neboť řízené usměrňovče jsou lsicou prtií užívnou již od sedmdesátých let. Kromě velmi rychlých pohonů, de je τ M srovntelné s osttními čsovými onstntmi motoru, dostneme při návrhu regulce motorů typicy přenosy, teré obshují jednu či dvě velé čsové onstnty něoli menších. Do těch spdjí vedle τ M příp. eletromgneticé čsové onstnty npř. té čsové onstnty filtrů, nutných pro vyhlzení zvlněného průběhu proudu obdobně jo n obr. 0, snímčů pod. Pro přenosy tohoto typu se s výhodou používá návrh regulátorů metodou tzv. symetricého optim. Přesnější popis lze sndno nlézt npř. v (Kubí et l., 98) nebo (Rzím & Horáče, 985). V tb. uvádím pro informci bez odvození lespoň doporučená nstvení pro něteré běžnější typy přenosů. Východisem pro ně je přenos, jehož čsové onstnty jsou rozčleněny n jednu či dvě velé onstnty T, T mlé čsové onstnty τ i, i=,..,, teré jsou nhrzeny jejich součtem τ GS = = ; T > T; τ = τi (33) ( T s + )( T s + )( τ s + ) ( τ s + ) ( T s + )( T s + )( τs + ) Regulátor PI T 4τs + τ 4τs PID T (4τs + )( T s τ 4τs + PD T T (4τs + ) 8τ Tb. Nstvení regulátorů metodou symetricého optim ) Metod symetricého optim je vhodná zejmén poud pltí T >4τ. V opčném přípdě je lepší použít metodu optimálního modulu známou z (Šulc, 999), s níž osttně symetricé optimum těsně souvisí. Obě metody jsou smozřejmě použitelné jen v jednodušších přípdech, dy postčuje lineární regulátor. Obr. 5 Výonové obvody eletronicy omutovného motoru i= Nejproblemtičtější součástí stejnosměrných motorů je mechnicý omutátor s rtáči. S rozvojem výonové polovodičové techniy se proto stále výrzněji proszuje řešení využívjící eletronicé omutce. U těchto tzv. bezrtáčových stejnosměrných motorů (DC brushless motors) jsou v rotoru umístěny permnentní mgnety n sttoru je nvinuto vinutí, teré je obvyle třífázové zpojené do trojúhelníu nebo do hvězdy s nevyvedeným středem. Pomocí výonových spínčů, teré mohou být zpojeny t jo n obr. 5, jsou v závislosti n omžité poloze rotoru (snímné pomocí Hllových sond nebo optoeletricých snímčů) jednotlivá vinutí postupně spínán t, by vetory mgneticé induce pole rotoru sttoru byly nvzájem olmé. S využitím uvedeného výonového stupně je možné zároveň s vlstní eletronicou omutcí relizovt i regulci proudu PWM modulcí. Řídicí obvody tohoto motoru jsou poměrně složité. K jejich relizci vš jsou běžně dispozici specilizovné integrovné obvody. Jedním příldem z mnohé může být třeb trojice obvodů MC33035, MC33039, MPM3003 firmy Motorol (mot-sps.com) pro relizci ompletního rychlostního servopohonu s bezrtáčovým stejnosměrným motorem. Alterntivně lze řízení výonového stupně podle obr. 5 použít i jednočipové miropočítče. Důležité vš je, že problém je to v podsttě pouze eletrotechnicý. Mtemticý popis motoru nezávisí n tom, zd omutce je prováděn eletricy nebo mechnicy z hledis návrhu regulce t předchozí nlýz provedená pro stejnosměrné motory s mechnicým omutátorem řízené pomocí PWM modulce zůstává v pltnosti i pro

12 bezrtáčové stejnosměrné motory. Zde proto nemá smysl se těmito motory dále zbývt. Záldní úvod do této temtiy lze njít v (Souče, 997), podrobnější zprcování v (Leonhrd, 996).. Asynchronní motory Velou výhodou synchronních motorů s lecovou otvou nráto je jejich jednoduchá robustní onstruce. Tyto motory proto vynijí cenovou přístupností i provozní spolehlivostí. Ovšem n rozdíl od stejnosměrných motorů s cizím buzením, de jsme vystčili s modely, teré byly přinejmenším v prvním přiblížení poměrně jednoduché většinou i lineární, předstvují synchronní motory podsttně obtížnější problém. Asynchronní motor je složitý nelineární systém jeho mtemticý model v žádném přípdě nelze popst n něoli stránách, o odvození ni nemluvě. Vzhledem náročnosti celé problemtiy velmi omezenému rozshu tohoto textu nemá smysl pooušet se n tomto místě o detilnější výld. Omezím se proto jen n něoli úvodních poznáme pro podrobnější rozbor odzuji n (Pvel et l., 996) (Leonhrd, 996). Rychlost otáčení synchronního motoru v ustáleném stvu je dán vzthem ω = ( ω p )( ς ) (34) ve terém ω oznčuje mitočet npájecího npětí sttoru, p počet pólových párů ς sluz. Ten je u synchronních motorů z principu činnosti nenulový při jmenovitém ztížení i npájení se pohybuje obvyle mezi 0,0 ž 0,06. Druhou záldní stticou chrteristiou je momentová chrteristi 3R U M = ςω ( R + R ς ) + X R = p V ní U oznčuje efetivní hodnotu npájecího npětí sttoru, R, R jsou odpory sttoru rotoru X tzv. retnce nráto. Sluz, při terém doshuje momentová chrteristi svého mxim, je oznčován jo tzv. sluz zvrtu ς zv. Obvylým postupem hledání extrému funce jej lze z (35) sndno vypočítt spolu s ním i mximální moment R 3 U ς zv = M mx = (36) R + X ω ( R + R + X ) Z (34) vyplývá, že rychlost otáčení motoru lze ovlivňovt třemi způsoby: změnou počtu pólových párů, změnou sluzu změnou mitočtu npájecího npětí. Řízení změnou počtu pólových párů je možné používné. V principu ovšem nemůže být spojité počet regulčních stupňů je omezen rostoucí složitostí vícerychlostních motorů. Vyrábějí se proto jen dvou-, tří-, nebo nnejvýše čtyřrychlostní synchronní motory. Řízení změnou sluzu může být spojité, má ovšem jiné nedostty. Sluz lze ovlivňovt změnou npájecího npětí rotorového odporu. Z (35), (36) je ovšem zřejmý velmi nepříznivý vliv řízení změnou npájecího npětí n momentovou ztížitelnost, terá lesá s vdrátem npětí, přičemž sluz zvrtu se nemění. Tto vrint se proto využívá málo. Obvyle spíše jen u dvoufázových synchronních servomotorů nízých výonů. Rotorový odpor můžeme měnit pouze u motorů s roužovou otvou, teré mjí vinutý rotor vyvedený n roužy s rtáči, nimž lze vnější odpory připojit. Mximální moment se při této metodě nemění je možná plynulá regulce otáče ž do si 0,6 jmenovité hodnoty. Ke spojité změně rotorového odporu se využívá polovodičových pulsních měničů. Princip je podobný jo u řízení npětí PWM modulcí. K odporu R je prlelně připojen polovodičový spínč (tyristor), terý jej po část periody zrtuje. Z hledis efetivních hodnot npětí proudů se toto zpojení chová jo proměnný odpor, jehož veliost lze měnit od nuly do R snižováním poměru doby sepnutí spínče délce periody. Tento způsob řízení je ovšem nehospodárný, neboť regulovná část výonu se jo sluzový výon mění n rotorovém odporu n teplo. Používá se proto méně spíše u mlých motorů, de ztráty nejsou rozhodující. Vrintou, terá je z regulčního hledis obvyle nejvýhodnější, je řízení rychlosti změnou mitočtu npájecího npětí. Vzhledem e znčné složitosti řídicích obvodů vš tento způsob nemusí být vždy nejvýhodnější finnčně, neboť náldy n řídicí jednotu mohou přesáhnout cenu smotného motoru eliminovt t jeho reltivní cenovou výhodnost oproti stejnosměrným motorům. Podle poždvů n vlstnosti regulovného pohonu bývjí využívány různé řídicí postupy. Nejčstěji je řízení prováděno součsnou změnou mitočtu npětí t, by neustále pltilo R (35)

13 U U n ω ωn = (37) Poměr mezi npětím frevencí spolu s tím i sttorový to jsou onstntní. Tento způsob zbezpečuje dosžení potřebné momentové přetížitelnosti v celém regulčním pásmu. Jeho dolní rozsh je ovšem dán si jednou desetinou jmenovité rychlosti otáčení. Pod touto hrnicí již mohou vznit problémy s plynulostí řízení stbilitou otáče. V nenáročných plicích se frevenční měniče, teré řízení tímto způsobem relizují, používjí i bez zpětné vzby od rychlosti. Chyb regulce p podle (34) závisí n veliosti sluzu pohybuje se řádově v procentech, přičemž se její veliost nvíc mění se ztížením. V náročnějších plicích se používá tzv. vetorově orientovného řízení. Při něm jsou n záldě poždovného momentu otáče motoru ovládány momentotvorná tootvorná slož sttorových proudů. Tímto postupem je možné dosáhnout srovntelně dobrých regulčních vlstností při řízení rychlosti i polohy jo u stejnosměrných motorů. Jeho popis se vš zcel vymyá z rámce tohoto textu proto odzuji n již změnou speciální literturu. Vedle třífázových synchronních motorů se v regulčních obvodech čsto setáváme s synchronními dvoufázovými servomotory. Tyto prvy jsou určeny pro polohové rychlostní servomechnismy mlých výonů (obvyle si do 00 W). Jejich typicou plicí je npř. nstvování polohy eletricy ovládných ventilů. Prcují-li jo polohové servomechnismy, používá se jejich řízení většinou třípolohový regulátor. Obvylé zpojení znázorňuje obr..46 v pitole o nespojitých regulátorech. Směr otáčení motoru závisí n fázovém posuvu mezi vinutími. Je-li sepnut ontt relé, je n jedno vinutí přivedeno přímo npětí sítě, ztímco n druhé vinutí se dostává npětí přes ondenzátor tedy fázově posunuté. Motor se p otáčí jedním směrem v uvžovné plici npř. otevírá ventil. Je-li sepnut ontt druhého relé, role obou fází je přesně opčná motor se otáčí druhým směrem. Při tomto použití je motor vybven převodem do poml dob přestvení ventilu z jedné rjní polohy do druhé se běžně pohybuje v desítách s. Je-li zpotřebí nlyzovt chování tohoto regulčního obvodu, je proto možné čsové onstnty znedbt motor modelovt přenosem typu /s jo čistý integrátor. Rychlost těchto motorů lze řídit mplitudově nebo fázově. Řízení změnou fázového posuvu mezi vinutími při onstntním npájecím npětí se ovšem používá zříd pro reltivní ompliovnost. Běžnější je npěťové řízení, dy je jedn fáze npájen onstntním jmenovitým npětím npětí druhé, řídicí fáze, je posunuto o 90 mění se od nuly do jmenovité hodnoty. Problémy jsou ovšem obdobné jo u třífázových motorů. Moment n hřídeli motoru lesá s vdrátem npětí celý systém je nelineární. Přibližně jej lze modelovt přenosem prvního řádu s proměnným zesílením. 3. Kroové motory N rozdíl od osttních typů motorů se roové motory neotáčejí spojitě. Jejich poloh se mění v disrétních úhlových přírůstcích - rocích. Obdobný chrter mjí i jejich ovládcí signály, jimiž jsou posloupnosti disrétních pulsů. Jejich frevence určuje rychlost otáčení počet veliost pootočení. Tím je dán jedn ze záldních výhod roových motorů: možnost prcovt jo polohová přípdně i rychlostní serv v otevřené smyčce. Odpdjí t poměrně drhé snímče polohy rychlosti, teré jsou jin nezbytné uzvření regulční smyčy. Vzhledem tomu, že to jsou přirozeně disrétní prvy, jsou dobře přizpůsobeny e spolupráci s číslicovými zřízeními bez A/D či D/A převodníů. K jejich dlším výhodám náleží i rychlá odezv n poždve rozběhu, zstvení či reverzci poměrně dobrá přesnost opovtelnost polohování. Chyb nstvení polohy se u vlitních motorů pohybuje oolo 3-5% veliosti rou není umultivní. Spolehlivost roových motorů je poměrně vysoá, neboť stejně jo synchronní motory nemjí rtáče ni omutátor. Kroové motory jsou určeny pro mlé výony. Ty se pohybují od desetin W u nejmenších typů ž nnejvýše stovám W. Z hledis onstručního provedení je lze rozdělit do dvou hlvních supin: motory s proměnnou relutncí (resp. s psivním rotorem či reční, v nglicých tlogových listech obvyle zrcovány jo VR či VRM z Vrible Reluctnce Motors) motory s tivním rotorem. Konstruční uspořádání prvního typu je znázorněno n obr. 6. Motor se sládá ze sttoru s vinutími rotoru z mgneticy měého mteriálu s vyjádřenými póly (zuby), v jejichž důsledu jsou vzduchová mezer tím i mgneticý odpor (relutnce) po obvodu proměnné. Ke své činnosti využívá toho, že rotor se ntáčí do polohy, v níž je mgneticý odpor obvodu tvořeného rotorem póly sttoru s vybuzenými vinutími minimální. Poloh motoru n obrázu odpovídá stvu, dy je proud přiváděn do cíve n pólech B B, teré jsou spojeny do série. Přivedeme-li po odpojení tohoto proudu proud do cíve C C, rotor se přeství t, by relutnce nově vznilého obvodu byl minimální. Zub rotoru bude u pólu C zub 5 u pólu C sttoru. Motor se tím posune o jeden ro. Dlšího posuvu docílíme 3

14 Obr. 6 Řez roovým motorem s proměnnou relutncí přivedením proudu do spojených cíve D, D, p A,A, B, B td. Při spínní vinutí v opčném pořdí se bude motor otáčet obráceným směrem. Ovládání motoru je t poměrně jednoduché jednoduché je i jeho eletricé připojení. Cívy jednotlivých pólových párů jsou n jedné strně spojeny dohromdy. Tento společný vývod je obvyle spojen s ldným pólem npájecího zdroje druhá strn je ve vhodném pořdí spínán proti zemi. Pootočení motoru odpovídjící jednomu rou je dáno rozdílem mezi úhlovým rozestupem zubů sttoru rotoru. Lze jej tedy vyjádřit vzthem 4 θ = 360 N N (38) de N s počet zubů sttoru N r počet zubů rotoru. V přípdě motoru n obrázu je N s =8 N r =6, veliost jednoho rou je t 5. Popsný princip činnosti motoru dále předpoládá, že má-li motor N f vinutí (fází), budou ty zuby sttoru, teré byly v určitém omžiu vyrovnány se zuby rotoru, s nějými zuby rotoru znovu vyrovnány právě po N f rocích. To znmená, že celem N f roů je potřeb tomu, by se motor pootočil o úhel odpovídjící rozestupu zubů rotoru. Délu rou t lze vyjádřit rovněž vzthem r θ = 360 N N ) (39) ( f r Počet fází zubů sttoru rotoru t nemůže být zcel libovolný, le musí splňovt podmínu, terou dostneme z toho, že veliosti rou podle (38) (39) musí být totožné 360 N N = 360 N N ) N N = ± ( N N ) (40) Obr. 7 Řez roovým motorem s permnentním mgnetem r s ( f r s r s f Motory s proměnnou relutncí jsou historicy nejstrší. První ptent n tento typ motoru byl podán rou 99 běžně omerčně dostupné jsou již od pdesátých let. Používány jsou dodnes, nicméně podsttně rozšířenější jsou v součsné době motory s tivním rotorem. Kroové motory s tivním rotorem mjí v lsicém provedení rotor tvořen permnentním mgnetem. Principiální uspořádání je n obr. 7. Rotor se nchází v poloze zreslené n obrázu, je-li přiváděn proud do vinutí A,A v udném směru (prvidlo prvé ruy). Postupným přivedením proudu nznčeného směru do vinutí D,D, C,C B,B se motor otáčí ve směru hodinových ručiče. Ve stvu, dy proud prochází vinutími B,B severní pól mgnetu je u pólového nástvce sttoru B, je pro porčování otáčení ve směru hodinových ručiče potřebné přivést proud znovu do vinutí A,A ovšem s obrácenou polritou. Otáčení p porčuje opět zpojením vinutí D,D, C,C B,B s opčnou polritou proudu ž dojde znovu připojení vinutí A,A opětovné změně polrity td. Ovládání tohoto typu motoru je t ompliovnější, neboť musí docházet e změnám polrity proudu jednotlivými fázemi sttoru. Motory s permnentním mgnetem jsou onstručně jednoduché levné. Jejich momentová ztížitelnost je větší než u motorů s proměnnou relutncí. Poměrně běžně jsou používány především v neprůmyslových plicích jo jsou počítčové periferie pod. Jejich nedosttem je reltivně velá délu rou, terá se u běžných typů pohybuje nejčstěji mezi 7,5 ž 5 (48-4 roů n otáču). Asi nejčstěji jsou proto používány motory, teré ombinují onstruci vlstnosti obou uvedených typů jsou z tohoto důvodu oznčovány jo hybridní. Uspořádání tohoto typu motoru je schemticy nznčeno n obr. 8. Chrteristicým rysem je xiálně orientovný rotorový permnentní mgnet, n jehož oncích jsou umístěny feromgneticé pólové nástvce. Obvodové zuby těchto nástvců jsou vzájemně pootočeny o polovinu úhlového rozestupu zubů rotoru. V podélném směru je t vždy proti zubu n jednom nástvci dráž n nástvci druhém. To je zřejmé i ze zjednodušeného příčného řezu v prvé části obrázu. Obě části sttoru jsou nproti tomu vyrovnány. N příčném řezu je tedy nelze rozlišit. Té vinutí sttoru jsou proveden t, že ty pólové nástvce sttoru, teré n příčném řezu splývjí, jsou buzeny vždy stejným vinutím vytvářejí mgneticý to stejného směru. Ve zjednodušené strutuře n obrázu t jsou ob vodorovné póly v obou částech buzeny vinutím B svislé vinutím A. Počet pólů sutečného s

15 Obr. 8 Schemticé znázornění onstruce hybridního roového motoru nejrozšířenějším typem roových motorů. 5 motoru je ovšem vyšší typicá veliost rou se u hybridních motorů pohybuje mezi 0,9-3,6 ( roů n otáču). Stejně jo n obrázu jsou vš hybridní motory nejčstěji dvoufázové. Méně čsto se lze sett i se tří- pětifázovým provedením. Ve srovnání s předchozími dvěm typy jsou hybridní motory schopné vyvinout větší moment mjí větší rozběhový i provozní mitočet. Jsou ovšem té držší. Především v průmyslových plicích jsou vš Pohyb hybridního roového motoru lze řídit něoli způsoby. Nejjednodušším postupem je jednofázové řízení znázorněné n obr. 9. Poloh ) odpovídá stvu, dy vývod A připojíme n ldný pól zdroje A n zem. Po odpojení fáze A připojení fáze B stejným způsobem se motor posune do polohy b). Pro přechod do polohy c) je nutné připojit opět fázi A ovšem s obrácenou polritou obdobně p fázi B pro přechod do polohy d). Při opčném pořdí spínání (tzn. po fázi A následuje B s obrácenou polritou) se motor bude otáčet n druhou strnu. Jinou možností je dvoufázové řízení. Zde prochází proud vždy dvěm fázemi zároveň. Postup je znázorněn n obr. 0. Ve stvu ) jsou obě fáze zpojeny t, že vývody A B jsou připojeny e ldnému zdroji npájecího npětí A B n zem. Rotor se p nství do tového stvu, by silová působení od obou pólových párů sttoru byl v rovnováze. Ve srovnání s výchozí polohou n obr. 9 je t o 5 odchýlen. Posun o ro ve směru hodinových ručiče se p usuteční změnou polrity proudu ve vinutí A, v jehož důsledu motor přejde do polohy b). Dél rou přitom zůstává stejná jo při jednofázovém buzení. V tomto onrétním přípdě 30. Posun o dlší ro je p dosžen změnou polrity ve vinutí B td. Výhodou dvoufázového řízení je větší Obr. 9 Jednofázové řízení hybridního motoru Obr. 0 Dvoufázové řízení hybridního motoru mgneticý to v motoru vznijící v důsledu buzení dvou vinutí zároveň tím i větší moment n hřídeli motoru. Proto je dvoufázové řízení používáno podsttně čstěji než jednofázové. Způsob řízení vš lze ještě dále modifiovt. Ze srovnání poloh motoru n obr. 9 ), b) 0 ) je zřejmé, že poloh n obr. 0 ) je mezipolohou mezi 9 ) b). Motor tedy je možné řídit i t, že nejprve zpojíme fázi A s polritou odpovídjící 9 ) p připojíme ještě fázi B, čímž přejdeme do polohy 0 ), p fázi A odpojíme necháme zpojenou pouze fázi B, čímž se dostneme do polohy 9 b), td. Tento způsob řízení je nejběžnější je oznčován jo řízení s polovičním roem, neboť veliost rou je oproti předchozím dvěm způsobům poloviční. V tomto onrétním přípdě je to 5. Při řízení s polovičním roem je ovšem moment n hřídeli motoru proměnný. Jeliož mgneticé toy obou pólových nástvců se vetorově sčítjí, je moment n hřídeli v polohách, de jsou zpnuty obě fáze, si o 40% větší (násoben ftorem ) než v těch, de je zpojen pouze jedn. Rovnoměrnosti vytvářeného momentu vš lze dosáhnout t, že v těch polohách, de je zpojen pouze jedn fáze, zvětšíme její proud o 40% ve srovnání s proudem procházejícím ždou ze zároveň zpnutých fází. Tím dosáhneme průběhu, terý bude přibližně rovnoměrný. Z hledis motoru to neznmená tepelné přetížení, neboť výon ztrcený n jednom vinutí při proudu zvětšeném n 40% je stejný jo dyž jsou obě vinutí npájen jmenovitým proudem. Je to ovšem přetížení pro příslušnou fázi motor by proto v tomto stvu neměl dlouhodobě zstvovt. Obdobné úvhy o řízení jedno- či dvoufázovém popř. s polovičním roem je možné udělt i pro motory s permnentním mgnetem s proměnnou relutncí. Výhodou řízení s polovičním roem je již smotné zrácení dély rou jemnější polohování. Nědy se vš používá ještě z jiného důvodu. Změny polohy motoru při změnách proudu ve vinutích popsné v předchozích odstvcích nenstávjí mžiově. Kroový motor je složitý systém

16 Obr. Přech. chr. roového motoru s jistým momentem setrvčnosti, tlumením td. Jeho dynmiu lze popst nelineární rovnicí druhého řádu. Přechodová odezv při posuvu o jeden ro je čsto mitvá podle obr.. Vyznčuje-li se tto odezv velou mitvostí, může při ovládcích mitočtech blízých přirozené frevenci mitů motoru dojít problémům s rezonncí. Ty se nvene projeví výrzným snížením momentu při určitých rychlostech z toho plynoucím vynecháváním roů či výpdem ze synchronismu. Veliost mitání přemitů závisí n veliosti rou (systém je nelineární). Možným přístupem, j omezit tyto problémy s rezonncí je proto řízení s polovičním roem. Poud ni toto nevede žádoucímu cíli, lze použít tzv. miroroování. Pro podrobnější výld tohoto postupu zde není dostte prostoru. Velmi zhrub řečeno, je jeho princip rozšířením postupu řízení s polovičním roem. Tm byly použity dv shodné proudy, v jejichž důsledu se v motoru vytvořil to, odpovídjící výslednici jednotlivých dílčích toů způsobil odpovídjící ntočení rotoru. Změnou mplitud obou proudů lze spojitě ntáčet směr výsledného tou polohovt t motor dleo jemněji než odpovídá jeho záldní veliosti rou. Tím lze dále omezit problémy s rezonncí polohovt motor velmi přesně, téměř spojitým nioliv trhným pohybem. Cenou z to jsou ovšem podsttně složitější řídicí obvody. Obr. Dvoufázový unipolární motor N rozdíl od motoru s proměnnou relutncí, se v řídicích sevencích motorů s tivním rotorem, hybridních i s permnentním mgnetem, objevuje poždve n změnu směru proudu v jednotlivých fázích. Podle toho, j je relizován, lze rozlišit dvě záldní uspořádání vinutí motoru. První vrint je shodná s tím, co je nresleno n obr Kždé fázi odpovídá jedno vinutí, teré je podle onstruce příslušného motoru nvinuto n jednom či více pólových párech, ob jeho once jsou vyvedeny. Počet vývodů motoru je t dvojnásobem počtu fází. Ke změně směru proudu jím vyvolného mgneticého tou je nezbytné změnit polritu npětí n příslušné fázi. Z tohoto důvodu je toto uspořádání oznčováno jo bipolární. Alterntivní možností je relizovt vinutí jo bifilární. Tm, de je n obr. 7 8 jedno vinutí s jedním vodičem, se t objeví buď dvě vinutí opčného směru n jednom onci spojená nebo dvě vinutí vinutá sice stejným směrem, le propojená t, že jeden onec jednoho vinutí je spojen s opčným oncem druhého. V obou přípdech p bude ovládání směru proudu v příslušné fázi probíht podle obr.. Bod, v němž jsou vinutí propojen, resp. střed vinutí je spojen s ldným pólem npájecího zdroje směr mgneticého tou záleží n tom, terou částí vinutí prochází proud, tzn., terý z obou zbývjících vývodů je spojen se zemí. Body propojení jednotlivých fází motoru jsou nejčstěji již přímo uvnitř spojeny dohromdy. Počet vývodů motoru je p roven dvojnásobu počtu fází zvětšenému o jednu. Nejběžnější dvoufázový motore tedy bude mít pět vývodů. N obr. je uvedeno principiální uspořádání výonových obvodů pro jeho ovládání. Je zřejmé, že výhodou tohoto uspořádání je jednoduchost. Není nutné měnit polritu npětí n cívce, le postčí spínt její jednu či druhou polovinu proti zemi. Vzhledem tomu se toto uspořádání obvyle oznčuje jo unipolární. Jeliož motore n obr. má celem čtyři spínné vývody, lze se čsto sett s tím, že je ne t docel správně oznčován jo čtyřfázový. Stojí té z zmínu, že vinutí jedné fáze nejsou nezávislá, le jsou propojená nvinutá n stejných pólových párech. Fungují tedy podobně jo utotrnsformátor v důsledu toho se mezi oletorem emitorem spíncích trnzistorů mohou objevit záporné npěťové špičy. Nědy bývá proto doporučováno použít dlší čtveřici ochrnných diod zpojených t, že jejich tod je spojen s oletorem spíncího trnzistoru nod se zemí. Zenerov diod je ve schémtu použit pro zrychlení polesu proudu po rozepnutí trnzistoru. Indučnost vinutí t není prostě jen zrtován ochrnnou diodou, le v obvodu se objeví nvíc protinpětí, teré by smo o sobě vyvollo proud opčného směru. Poles proudu proto bude výrzně rychlejší. Ve schémtu jsou zresleny disrétní trnzistory. Zvláště u motorů menších výonů, jejichž proudový odběr se pohybuje ve stovách ma či jednotách A, je vš nejvhodnějším nejlevnějším řešením výonové části použití integrovných obvodů jo ULN803A nebo ULN064B pod., teré obshují supinu spínčů v Drlingtonově uspořádání spolu s ochrnnými diodmi bázovými odpory vhodně zvolenými t, by mohly být buzeny přímo z výstupů obvodů TTL. Výonový obvod p je velmi jednoduchý levný. Hlvní výhodou unipolárních motorů je tedy jednoduchost jejich výonových obvodů, ztímco ovládcí obvody bipolárních motorů vyždují pro ždou fázi jeden H-můste pro změnu polrity 6

17 npájecího npětí. Výsledné zpojení je proto ve srovnání s obvodem n obr. složitější. Z tohoto důvodu byl unipolárnímu uspořádání dáván po dlouhou dobu přednost ve strší litertuře se lze běžně sett s názorem, že toto uspořádání je vhodnější obecně preferovné (viz npř. Gywd & Sooloff, 988). V součsné době vš je přinejmenším pro motory s menším výonem sndno dostupná řd monoliticých integrovných obvodů obshujících H-můsty (obvyle dv). Z hledis počtu součáste složitosti i ceny výonových budičů p již mezi bipolárními unipolárními motory není podsttný rozdíl. U unipolárních motorů se p projeví spíše nevýhody. Množství měděného vinutí, teré lze vtěsnt do motoru určité veliosti, je omezeno vinutí unipolárních motorů, teré mjí ve stejném prostoru místo jednoho vinutí dvě, proto musí být proveden vodičem menšího průřezu. Důsledem je větší odpor tedy při stejném npájecím npětí menší proud menší moment n hřídeli motoru. Obojí lze zvýšit použitím vyššího npájecího npětí. Nepřeročitelným omezením je vš vzrůstjící výonová ztrát, terá je při stejném proudu větším odporu smozřejmě úměrně větší způsobuje zhřívání vinutí motoru. Při stejné výonové ztrátě n motoru t bipolární motory vytvářejí si o 40% větší moment či z jiného pohledu, bipolární motor se stejnou výonovou ztížitelností bude menší s menší výonovou ztrátou než odpovídjící unipolární. Z těchto důvodů se v součsnosti motory s bipolárním uspořádáním vinutí jeví obvyle jo výhodnější. Vedle popsného bipolárního uspořádání unipolárního uspořádání s pěti vývody, teré odpovídjí obr. 3 ) b) se lze sett i s dlšími způsoby připojení vinutí motoru. Pro dvoufázový motor jsou znázorněny n obr. 3 c) d). Obr. 3 Uspořádání vinutí dvoufázového motoru Neznmenjí žádnou zásdní změnu, posytují vš jistou dodtečnou flexibilitu, terá může být nědy užitečná. Nejvíce možností připojení posytuje vrint d) nědy té oznčovná jo univerzální. Může být použit buď jo unipolární motor, jsouli vinutí ždé fáze zpojen do série střed je vyveden. Alterntivně lze obě vinutí spojit prlelně výsledem je bipolární motor n nižší npětí nebo mohou být spojen do série, přičemž dlším obvodům jsou připojeny pouze once, výsledem je bipolární motor pro vyšší npětí. Vinutí roových motorů se chovjí jo RL zátěž. Oznčíme-li tedy odpor indučnost vinutí jo R v L v jeho budicí npětí U v, lze chování vinutí po připojení npájecímu npětí popst rovnicí prvního řádu s čsovou onstntou τ v =L v /R v odpovídjícím způsobem vyjádřit i průběh proudu vinutím při nulových počátečních podmínách Lv div Uv t τ + i ( v v = Uv iv = e ) (4) R dt R R Obr. 4 Princip dvouúrovňového budiče v v Tento způsob řízení bude prcovt dobře při frevenci řídicích impulsů, terá bude dosttečně mlá n to, by během doby zpnutí spínče stčil proud dosáhnout ustálené hodnoty U v /R v. Bude-li se vš frevence zvyšovt, může nstt situce, že čsová onstnt τ v bude ntoli velá vzhledem době sepnutí spínče, že jeho opětovnému vypnutí dojde dříve než se proud stčí této ustálené hodnotě přiblížit. Proud vinutím t bude nižší spolu s ním bude se vzrůstjící frevencí lest i dosžitelný moment n hřídeli motoru. Tento problém lze řešit něoli způsoby. Nejjednodušším postupem je zřdit do série s vinutím dlší odpor, jehož hodnot bude něolinásobem odporu vinutí. Tím dostneme nižší čsovou onstntu výsledného RL obvodu. K dosžení stejné hodnoty ustáleného proudu bude ovšem nezbytné odpovídjícím způsobem zvýšit i npájecí npětí. Výsledné řešení t bude nehospodárné, neboť n přídvném odporu se bude ztrácet znčný výon. Vhodnějším řešením pro unipolární motory je dvouúrovňový budič (bilevel drive), jehož princip je znázorněn n obr. 4. Vinutí motoru je nejprve připojeno vyššímu npětí počáteční nárůst proudu je velmi rychlý (průběh ) oproti c)). Ve vhodný omži je toto vyšší npětí odpojeno vinutí je připojeno pouze npětí schopné s ohledem n odpor vinutí udržet potřebnou hodnotu proudu. Průběh proudu p odpovídá řivce b). Omži přepnutí může být určen buď pevně npř. monostbilním lopným obvodem n záldě známé čsové onstnty vinutí nebo může být do série s vinutím zřzen ještě mlý proudoměrný odpor přepnutí p dojde v omžiu dosžení nstvené hodnoty proudu. Tto metod zbezpečuje, že při vyšších řídicích frevencích bude motor schopen vyvíjet větší moment než 7 v

18 při použití předchozích způsobů. Z hledis výsledného chování motoru vš nejlepší výsledy dává budič prcující s onstntní střední hodnotou proudu. Jeliož tto onstntní hodnot je udržován pomocí dvoupolohového regulátoru, terý spíná rozpíná trnzistory, jsou příslušné budiče oznčovány té jo přerušovcí (chopper drive). Přerušován je ovšem přívod npětí nioliv proud. Jejich činnost je nznčen pro bipolární motor n obr. 5 n příldu vnitřní strutury obvodů L97 L98 (SGS Thomson). Oscilátor prcuje s onstntním Obr. 5 Přerušovcí budič mitočtem. N zčátu ždé periody nství výstup RS lopného obvodu do jedné. Klopný obvod je vynulován v omžiu, dy úbyte npětí n snímcím odporu dosáhne hodnoty U ref. Je t možné použít vysoé npájecí npětí dosáhnout rychlého náběhu proudu bez nebezpečí proudového přetížení vinutí bez rozměrných předřdných odporů. Střední hodnotu proudu lze měnit změnou npětí U ref, což může být užitečné při řízení s poloviční délou rou onstntním momentem nebo při miroroování. N obrázu jsou znázorněny dv způsoby ovládání přerušovcího budiče. Ve vrintě ) je jeden vývod vinutí připojen neustále (n obrázu náleží dvojici trnzistorů ovládné signálem A, při poždvu n obrácený směr buzení by se smozřejmě jednlo o opčnou dvojici) druhý je po dobu než proud dosáhne poždovné hodnoty připojován zemi. Ve vrintě b) jsou po dosžení poždovné hodnoty proudu vypínány obě dvojice trnzistorů proud se p uzvírá přes diody do protinpětí npájecího zdroje. Při této druhé vrintě dochází podsttně rychlejšímu polesu proudu. To je potřebné zejmén, poud je ovládcí mitočet vysoý při řízení s poloviční délou rou přecházíme ze stvu, dy jsou zpnuty obě fáze, do stvu, dy je zpnut jen jedn. N druhé strně se vš v důsledu toho zvyšuje zvlnění průběhu proudu. Obvod L97 n obrázu nás dostává zároveň problemtice řízení roových motorů. T má dvě roviny. N jedné z nich řízení znmená generování impulsů, teré budou v závislosti n zvolené vrintě řízení (jednofázové, dvoufázové, s polovičním roem) typu motoru (bipolární, unipolární) ve správné posloupnosti spínt výonové obvody. Tento úol lze v jednodušších přípdech splnit i pomocí pevně zpojené sevenční logiy. Výhodnější je vš použít buď jednoduché jednočipové miropočítče nebo specilizovné obvody. Příldem může být právě uvedený L97. Ten n záldě stvu n ovládcích vstupech určujících směr pohybu délu rou vysílných impulsů dávjících povel posunu o jeden ro, utomticy generuje ovládcí signály pro dvoufázový bipolární motor. Spolu s L98, terý tvoří výonovou část (dv H-můsty, proudy fáze do A) t předstvuje ompletní řídicí jednotu, terou lze připojit ndřzenému miroprocesoru. Obr.6 Chrteristiy roového motoru Dlší otázou je p vyšší vrstv řízení prováděná tímto miroprocesorem. V principu je velmi jednoduchá. Vyslný impuls znmená posuv o ro. Nvíc je třeb určit směr pohybu popř. veliost rou. Řízení ovšem musí brát ohled n chrteristiy motoru. Typicé průběhy jsou n obr. 6. Lze rozlišit rozběhovou chrteristiu, terá udává mximální frevenci, n níž je možné se s dným ztěžovcím ztěžovcím momentem rozeběhnout z lidu bez ztráty synchronismu, přípdně se nop omžitě zstvit. Tto chrteristi závisí nejen n smotném motoru, le té n momentu setrvčnosti připojených obvodů. Se vzrůstjícím momentem setrvčnosti stoupá dynmicé ztížení motoru rozběhová chrteristi se posouvá směrem nižším mitočtům. Momentová chrteristi p udává mximální ustálenou frevenci, n níž může příslušně ztížený motor prcovt bez vypdnutí ze synchronismu. Z obrázu je zřejmé, že chceme-li tohoto mxim využívt, je třeb rychlost otáčení zvyšovt snižovt postupně. Chrteristiy lze njít v tlozích výrobců. I u téhož motoru se vš mohou velmi výrzně lišit v závislosti n způsobu buzení motoru. Nezbytnou součástí ždé 8

19 chrteristiy je proto i údj o tom, s jým typem budiče byl nměřen. Dosžitelný moment při příslušné frevenci stejně jo mximální provozní frevence mohou být s budičem prcujícím s onstntní střední hodnotou proudu něolinásobně větší než při nejjednodušší metodě buzení ze zdroje npětí. 4. Použitá doporučená litertur Bělohoube, P. (998), Eletricé servopohony, jejich řízení plice I (90 s.), Brno: ICB Chysý, J., Nová, J., & Nová, L. (998), Eletronicé plice ve strojírenství: Miroprocesory (46 s.), Prh: Vydvtelství ČVUT, Fult strojní Leonhrd W. (996), Control of Electricl Drives (40 s.), Springer Verlg, STK Souče, P. (997), Pohony výrobních zřízení servomechnismy (63 s.), Prh: Vydvtelství ČVUT, Fult strojní Rzím, M., & Horáče, P. (985), Optimální dptivní zřízení (3 s.), Prh: Vyd. ČVUT, FEL 9