Koncový zesilovač výkonu pro některá krátkovlnná pásma s obvody měření jeho základních provozních parametrů

Transkript

1 Rok / Year: Svazek / Volume: Číslo / Issue: Koncový zesilovač výkonu pro některá krátkovlnná pásma s obvody měření jeho základních provozních parametrů Power amplifier for HAM radio shortwave bands with measuring circuits of its basic parameters Petr Zatloukal, Zbyněk Lukeš xzatlo01@stud.feec.vutbr.cz, lukes@feec.vutbr.cz Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně. Abstrakt: Tento článek popisuje koncový zesilovač výkonu pro radioamatérská pásma 80 a 40 m s tranzistory IRF730. V článku je zahrnutý jednoduchý návrh všech důležitých částí zesilovače jako vstupního obvodu, lokální záporné zpětné vazby, výstupního transformátoru a výstupního filtru. Dále je popsán návrh obvodů měřících frekvenci, PSV a výstupní výkon zesilovače. V závěru jsou uvedené některé důležité parametry realizované konstrukce. Abstract: This article describes power amplifier for HAM radio 80 and 40 meters bands with IRF730 transistors. The paper contains the basic design of all major functional blocks such as input matching circuits, local neagtive feedback, output transformer and output filter. The paper further describes circuits for maesuring frequency, VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) and output power of the amplifier. At the end are mentioned some important parameters of realized construction

2 Koncový zesilovač výkonu pro některá krátkovlnná pásma s obvody měření jeho základních provozních parametrů Petr Zatloukal, Zbyněk Lukeš Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně xzatlo01@stud.feec.vutbr.cz, lukes@feec.vutbr.cz Abstrakt Tento článek popisuje koncový zesilovač výkonu pro radioamatérská pásma 80 a 40 m s tranzistory IRF730. V článku je zahrnutý jednoduchý návrh všech důležitých částí zesilovače jako vstupního obvodu, lokální záporné zpětné vazby, výstupního transformátoru a výstupního filtru. Dále je popsán návrh obvodů měřících frekvenci, PSV a výstupní výkon zesilovače. V závěru jsou uvedené některé důležité parametry realizované konstrukce. 1 Úvod Tento článek popisuje jednu z dalších variant amatérské realizace koncového zesilovače výkonu pro krátkovlnná radioamatérská pásma. Stavba zesilovače je motivována jeho následným použitím s malým transceiverem pro účely radioamatérské služby. Popisovaná konstrukce vychází ze dvou zdrojů. První, The 500 W PA [1], je od Angličana G3YXM a druhá, 50 MHz 500 W IRF510 based Amplifier [2], od Dána OZ1PIF. 2 Rozbor obou konstrukcí Obě výše uvedené konstrukce využívají tranzistory MOS- FET a pracují s nejvyšší pravděpodobností ve třídě AB. Využívají buď jednu dvojici tranzistorů s velkým dovoleným ztrátovým výkonem, nebo několik menších tranzistorů, které jsou paralelně pospojovány. Jsou v zapojení se společným source (se společným emitorem). Lokální driftová záporná zpětná vazba je provedena tepelným provázáním koncových tranzistorů a obvodů stabilizujících předpětí gate-source, např. umístěním sériového spojení několika polovodičových usměrňovacích diod 1N4148 paralelního stabilizátoru napětí na chladič společně s tranzistory. Obě výše uvedené konstrukce koncových zesilovačů výkonu jsou v souměrném protitaktním zapojení někdy označovaném také jako push-pull. Jako napájecí zdroj je použit buď klasický lineární zdroj se síťovým transformátorem, usměrňovacím můstkem a filtrem, nebo komerčně dostupné moduly spínaných zdrojů s požadovaným výstupním napětím a výkonem okolo 800 W. Proklamovaný výkon obou zesilovačů je okolo 500 W při buzení nízkými desítkami W. Účinnost se pohybuje přibližně okolo 60 %. Oba zesilovače jsou opatřeny výstupním LC filtrem 6. řádu poskytující potlačení nežádoucích vyšších harmonických kmitočtů o více jak 60 db. Jako výstupní transformátory, které jsou u konstrukcí tohoto typu přirozené, jsou na nízkých pásmech (160, 80, 40 a 20 m) používány feritové nebo železo-prachové toroidy s odpovídajícími indukčnostmi vinutí a transformačními poměry. U konstrukce zesilovače OZ1PIF pracující na frekvenci 50 MHz [2] jsou jako výstupní obvod použity úseky koaxiálního kabelu s tím, že jejich stínění jsou na svých koncích a uprostřed délky úseků spojena a tvoří primární vinutí s napájecí odbočkou uprostřed a jejich střední vodiče jsou spojeny do série a tvoří dva závity sekundárního vinutí. Takto realizovaný transformátor pak dává transformační poměr impedance první harmonické složky k impedanci zátěže 1:4. Odvedení ztrátového výkonu -chlazení- je aktivní. Používají hliníkové chladiče s měděnými rozvaděči tepla a ventilátory. Pro přepínání mezi režimy příjmu a vysílání jsou použita výkonová relé. Konstrukce G3YXM [1] má osazený i PSV můstek, nicméně z článku není jasné, jestli je jeho výstup chápán pouze jako indikátor nebo je použit pro nějaký druh reflektometrické ochrany zesilovače. Zesilovač OZ1PIF [2] pracuje na pásmu 6 m a využívá dva 250 W moduly po osmi tranzistorech IRF510 sdružené λ/4 koaxiálním sdružovačem výkonu. Zesilovač G3YXM [1] využívá dvojici tranzistorů IXFH58N20 a pracuje na pásmech 160 a 80 m. 3 Návrh zesilovače Tato kapitola článku se zabývá návrhem vlastního zesilovače výkonu, přičemž kombinuje analytický přístup s výsledky získanými pomocí obvodového simulátoru balíku cadence TM OrCAD Typ zesilovače, výběr tranzistorů Koncepce zesilovače je zachována. Zesilovač je tedy realizován v souměrném protitaktním zapojení se společným source. Jeho velkou výhodou je podle [3] přirozené potlačení sudých harmonickým kmitočtů. Druhá harmonická se obecně velice špatně filtruje a zvyšuje nároky na strmost výstupního filtru. Jako aktivní prvky byly vybrány MOS- FET tranzistory IRF730, které mají maximální dovolené 52 1 VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

3 napětí drain-source 400 V a kontinuální proud při teplotě pouzdra 100 C 3,5 A. Tato volba byla provedena v souladu s tzv. zlatým pravidlem, které u své konstrukce [1] uvádí G3YXM. Volně přeložené pravidlo říká, že je dobré mít výstupní tranzistory dimenzovány na minimálně čtyřnásobek velikosti napětí napájecího zdroje. 3.2 Napájecí zdroj Napájecí zdroj je pro jednoduchost koncipován jako lineární. Využívá dva síťové toroidní transformátory 230 VAC/2 x 29 VAC, 150 VA. Výstupní sekundární vinutí jsou nezávislá, tedy galvanicky oddělená. Pro usměrnění jsou využity 4 standardní křemíkové usměrňovací můstky do 10 A. Jako filtr je použito 40 kusů nejlevnějších elektrolytických kondenzátorů 2,2 mf/50 V. Celková kapacita bohatě dimenzovaného filtru je tedy 44 mf/100 V a celkové zvlnění při plném zatížení zdroje (600 W) by nemělo podle simulace překročit 3 % ze střední velikosti jeho napětí. Zdroj je poskládán z dílčích bloků spojených tak, že jsou vždy dva a dva bloky zapojeny paralelně a tyto dvojice jsou v sérii. Zdroj poskytuje napětí přibližně 74 V při proudu asi 8 A. Na primární straně obou transformátorů jsou NTC termistory chránící elektrickou síť i samotný zdroj před proudovým rázem při jeho zapnutí s úplně vybitým výstupním filtrem. Zdroj je na primární i sekundární straně chráněn tavnými pojistkami. Obrázek 1: Model vstupní části zesilovače odrazům, byl vstupní transformátor doplněn o přizpůsobení odporovým děličem podle obrázku 1. Na obrázku 2 je vidět závislost impedance zjednodušeného modelu vstupu zesilovače včetně impedančního přizpůsobení odporovým děličem na frekvenci v uvažovaném pásmu KV. 3.3 Vstupní transformátor Vstupní transformátor plnící úlohu úpravy budícího signálu a transformace impedance je realizován na feritovém toroidním jádře AMIDON FT Potřeba úpravy budícího signálu vyplývá z koncepce zesilovače. Je zapotřebí vytvořit dvě identické kopie budícího signálu, které jsou od sebe navzájem posunuty o 180, protože tranzistory jsou stejné vodivosti a obě skupiny se otevírají kladným napětím. Impedanční úloha transformátoru spočívá v částečné transformaci impedance budiče 50 Ω k nízké impedanci paralelně pospojovaných řídících elektrod tranzistorů. Vstupní odpor je sice vysoký, ale důležitá je zejména vstupní kapacita, která je u IRF730 podle [4] 700 pf. Simulací chování zjednodušeného modelu vstupní části zesilovače byl experimentálně stanoven optimální transformační poměr s ohledem na přenos, frekvenční charakteristiku a vstupní impedanci 3:1 (impedančně 9:1) a byla stanovena i optimální indukčnost primárního vinutí. Na obrázku 1 je vidět zjednodušený simulační model vstupní části zesilovače. Přenosová charakteristika modelu není uvedena, nicméně pokles přenosu o 3 db je podle výsledků simulace na frekvenci přibližně 12 MHz. 3.4 Impedanční přizpůsobení vstupu Aby byl vstup zesilovače co nejlépe impedančně přizpůsobený k 50 Ω a nedocházelo tak při jeho buzení k velkým Obrázek 2: Impedance modelu vstupní části zesilovače V rovnici 1 je uveden výpočet nejhoršího možného vstupního činitele odrazu nastávajícího pro frekvenci 20 MHz, kdy je vstupní impedance zjednodušeného modelu vstupu zesilovače podle simulace Z = (68 27 ) Ω. ρ = Z Z 0 Z + Z 0 = (68 27 ) 50 (68 27 ) + 50 = (0,28 56 ) (1) V rovnici 2 je pak uveden výpočet PSV zjednodušeného modelu vstupu zesilovače pro výše uvedenou frekvenci 20 MHz a činitel odrazu ρ = (0,28 56 ). PSV = 1+ ρ 1 ρ = 1 + 0,28 1 0,28 = 1,8 (2) Z uvedených výpočtů 1, 2 a ze závislosti impedance zjednodušeného modelu vstupu zesilovače na frekvenci 2 je vidět, že PSV na vstupu zesilovače by nemělo být až do kmitočtu 20 MHz horší než 1,8 a do kmitočtu 10 MHz dokonce horší než 1,5. Na obrázku 3 je vidět finální realizace vstupního transformátoru zesilovače namontovaná na DPS výkonového 52 2 VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

4 kde P 1 je výkon první harmonické složky, tedy žádaný výstupní VF výkon. Potom střední hodnota proudu odebíraného z napájecího zdroje je I 0 = P 0 U 0 = = 4,05 A, (5) kde U 0 je napětí napájecího zdroje pod uvažovanou zátěží 300 W. Potom amplituda proudového impulzu je rovna I DSMAX = I 0 π 2 = 4,05 π 2 Impedance první harmonické složky je dále Z 1 = U 1 I DSMAX = 6,36 A. (6) = U 0 U sat I DSMAX = ,36 = 11,5 Ω, (7) Obrázek 3: Realizace vstupního transformátoru v DPS modulu. Indukčnost primárního vinutí transformátoru byla v simulaci stanovena na 2,63 mikroh. Podle rovnice 3 odpovídá této indukčnosti n závitů na výše uvedeném feritovém jádře s AL = 73,3 nh/z 2. n = L AL = 2, , = 6 (3) Jestliže má být transformační poměr 3:1, bude mít sekundární vinutí 2 závity. Na obrázku 4 je uvedeno obvodové schéma vstupního transformátoru zesilovače včetně přizpůsobovacího odporového děliče a výkonových zatížení jednotlivých součástek při použití budiče s CW výkonem 10 W. kde do U sat je odhadem zahrnuto napětí na plně otevřeném tranzistoru a další úbytky napětí. 3.6 Výstupní transformátor Výstupní transformátor musí složit unipolární proudové impulzy zpět do bipolárního tvaru, napájet koncové tranzistory a transformovat impedanci první harmonické složky Z 1 k impedanci zátěže 50 Ω. Transformátor je realizován na železo-prachovém jádře AMIDON T Napájení je provedeno na střídavě zablokovanou odbočku primárního vinutí. Simulací zjištěná optimální indukčnost primárního vinutí transformátoru se ukázala být příliš velká. Nakonec byla určena experimentálně z naměřených vlastností zesilovače na 2 x 3 mikroh. Této indukčnosti odpovídá podle rovnice 3 při AL uvažovaného jádra 120 nh/z 2 přibližně 5 závitů. Napěťový (proudový) ransformační poměr je potom n = Z0 50 = Z 1 11,5 = 2, (8) Obrázek 4: Vstupní obvod zesilovače 3.5 Návrh velikosti proudového impulzu Od amplitudy proudového impulsu drain-source zpracovávaného střídavě oběma skupinami tranzistorů se odvíjí výstupní výkon zesilovače. Tento zesilovač byl navržen na výstupní výkon 150 W. To dává při účinnosti η = 50 % (podle simulačního modelu) příkon ze stejnosměrného zdroje P 0 = P 1 η = 150 = 300 W, (4) 0,5 resp. 1:2. Sekundární vinutí musí mít 10 závitů a indukčnost přibližně 12 mikroh. Vinutí jsou kvůli dosažení co nejtěsnější vazby provedena trifilárně, zbytek sekundárního vinutí je navinut zvlášť. Při realizaci výstupního transformátoru se ukázalo být zvlášť důležité rovnoměrné rozložení uvažovaného vinutí nebo jeho části podél celého obvodu toroidu. Na obrázku 5 je vidět finální realizace podobného výstupního transformátoru zesilovače včetně popisu jednotlivých vinutí. Má sice transformační poměr 1:3, ale princip realizace je totožný. Impedance první harmonické Z 1 je tedy transformována na 4 11,5 = 46 Ω, přičemž toto impedanční nepřizpůsobení se dorovná na výstupním filtru. 3.7 Driftová záporná zpětná vazba U struktury MOSFET tranzistoru dochází pro spodní interval proudů drain-source k jejich nárůstu se zvyšující se teplotou pouzdra při konstantním napětí gate-source. Toto je velice nežádoucí a také nebezpečný jev, který může za určitých podmínek vést k nekontrolovatelnému nárůstu 52 3 VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

5 3.8 Obvody nastavení pracovního bodu Jestliže je již nějak vyřešena lokální driftová záporná zpětná vazba, nemusí se o tento požadavek komplikovat obvody nastavení předpětí gate-source a mohou se redukovat na pouhý stabilizovaný zdroj napětí. U tohoto zesilovače je proto použit třívývodový stabilizátor 7812, za kterým jsou zapojeny odporové děliče pro každý tranzistor jeden. Těmi se pak celá konstrukce usadí do svého klidového pracovního bodu. Návrh děliče není složitý a tento článek se jím nebude zabývat. Vše je podrobně rozebráno v [5]. Obrázek 5: Podobný výstupní transformátor zesilovače ( utržení ) drainového proudu, přehřátí tranzistoru a jeho následné destrukci. Tento jev je dobře patrný z typické převodní charakteristiky tranzistoru na obrázku 6, která je převzatá z [4], a musí se nějakým způsobem kompenzovat. Na obrázku je charakteristika změřena sice jen pro krátký pulz, ale bude obdobně platit i pro ustálený stav. 3.9 Stabilita zesilovače Při oživování zesilovače se ukázalo, že zapojení není stabilní. Po upozornění Ing. Pavla Lorenze byla zmenšena rozptylová indukčnost ve výstupním obvodu zesilovače. Ta nechtěně vznikla při jeho navrhování tak, že s ohledem na co nejlepší odvedení tepla z tranzistorů byly tyto rozmístěny přes celou délku chladiče (CHL37E-275 mm). Elektrody drain příslušných skupin pak byly spojeny paralelně nestíněným bezprizorním vodičem, který do zapojení vnesl zmíněnou vysokou rozptylovou indukčnost výstupního obvodu. Tak byla zavedena nežádoucí kladná zpětná vazba způsobující při postupném usazování jednotlivých tranzistorů do klidového pracovního bodu, tedy při postupném zvyšování zisku zesilovače, jeho rozkmitání. Obrázek 7: Rozptylová indukčnost výstupního obvodu Obrázek 6: Charakteristika IRF730A převzatá z [4] V této konstrukci je lokální driftová záporná zpětná vazba vyřešena umístěním rezistoru 0,5 Ω/4 W (resp. 2 x 1 Ω/2 W paralelně) sériově s elektrodou source proti zemi. V okamžiku, kdy z důvodu ohřevu tranzistoru začne narůstat proud drain-source, začne se na tomto rezistoru zvyšovat úbytek napětí a klesá tak napětí gatesource, uvažuje-li se konstantní předpětí gate-zem. Pro vysokofrekvenční proudy jsou rezistory zablokovány vždy dvěma keramickými kondenzátory 22 nf spojenými paralelně a neuplatňují se naplno tak, jako v oblasti proudů stejnosměrných. Hodnota rezistorů byla určena experimentálně s rezervou. Výkonové zatížení rezistorů při provozu zesilovače bylo vypočítáno pomocí simulace. Upozornění obsahovalo i návrh řešení tohoto problému skrýt tyto drainové můstky do feritových trubiček s vysokou poměrnou permeabilitou a snížit tak popsanou rozptylovou indukčnost výstupního obvodu. Po instalaci trubiček FER-T (feritová trubička Φ 5/1,5 x 11 mm, relativní permeabilita 1000), viz obrázek 7, začal být zesilovač stabilní ve všech pracovních bodech Výstupní filtr Zesilovač je na svém výstupu opatřen výstupním filtrem, který má za úkol potlačit případné vyšší harmonické složky výstupního signálu a popř. přizpůsobit zátěž zesilovače co nejvíce k optimální zatěžovací impedanci zesilovače tak, aby bylo dosaženo maximálního výkonu a účinnosti VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

6 Filtr je LC typu 3. řádu. Obsahuje jednu cívku s přepínatelnými odbočkami a dva ladící kondenzátory, k nimž se podle pracovního pásma připíná i jistá pevná kapacita. Návrh filtru byl proveden podle [6]. V tabulce 1 jsou uvedeny koeficienty filtru včetně počtu závitů nutných pro vytvoření požadované indukčnosti na toroidním jádře AMIDON T Pásmo [m] C 1, C 2 [pf] L [nh] n [-] Tabulka 1: Koeficienty filtru podle [6], Z 0 = 50 Ω, Q = 3 4 Návrh měřících obvodů Zesilovač byl opatřen také obvody měření frekvence, výstupního PSV a výstupního výkonu stejně tak, jako funkcí měření teploty chladičů a řízením otáček ventilátorů. Principiální blokové schéma je uvedeno na obrázku 8. Všechny měřící a řídící funkce jsou zabezpečeny pomocí mikropočítače Atmel R AVR R ATmega16A. Všechny výpočty probíhají na 32 bitových proměnných typu long. Měřená napětí jsou digitalizována interním 10 bitovým A/D převodníkem a jsou následně filtrována číslicovým filtrem s exponenciálním zapomínáním minulých vzorků. Změřená data jsou v úsporném formátu vypsána na LCD displej s řadičem Samsung S6A0069, viz obrázek 9. Podrobněji je celá tato kapitola popsána v [5]. s BFR93A. Následuje invertor se Schmittovým klopným obvodem na svém vstupu 74AC14, který slouží k zabezpečení dostatečné strmosti hran obdélníkového signálu při malých vstupních napětích a dává tak stabilní chod následujícím dvěma D klopným obvodům 74AC74 zapojeným jako dělička kmitočtu 4. Takto upravený obdélníkový signál je přiveden na vstup 8 bitového čítače mikropočítače. V mikropočítači je spuštěn časovač s periodou opakování 1 ms, který určuje rozlišení čítače 1 khz. Počítá se počet přetečení 8 bitového čítače za tuto dobu, po jejímž uplynutí je z něj a z aktuálního stavu čítače dopočítán celkový počet period, který odpovídá aktuální frekvenci vstupního napětí v khz. Výpis na displej je zajištěn celočíselným dělením a následným výpisem na displej znak za znakem. Není použita funkce printf(.), která je velice nákladná na paměť mikropočítače. 4.2 Měření PSV Toto měření je založeno na použití směrové odbočnice, PSV můstku, podle [7] a vypovídá o míře přizpůsobení zátěže k jisté charakteristické impedanci (50 Ω). Celé schéma je uvedeno v [5]. Výstupem odbočnice je napětí přímé a odražené vlny, z nichž mikropočítač dopočítá podle rovnice 9 poměr stojatých vln. Výpis na displej je omezen na interval 1,0 9,9. Při ještě horším PSV jsou vypsány symboly >10. PSV = U F + U R U F U R (9) U F je napětí přímé vlny a U R je napětí odražené vlny. Napětí nemají původní amplitudu, ale jsou zmenšená o vazební útlum odbočnice, který je ale pro obě napětí stejný, takže při tomto poměrovém výpočtu nehraje roli. 4.3 Měření výkonu Obrázek 8: Blokové schéma zesilovače 4.1 Měření frekvence Zesilovač disponuje čítačem frekvence, i když je dnes většina moderních transceiverů opatřena digitální stupnicí. Měření je chápáno jako informativní a jeho rozlišení je omezeno na 10 khz. Čítač pracuje od vstupního výkonu 250 mw až do 10 W. Blok úpravy vstupního signálu se skládá z obyčejného paralelního limiteru s diodami 1N4148, následuje emitorový sledovač s BF245, který budí saturovaný zesilovač Při měření výkonu na základě napětí na výstupu směrové odbočnice pro dopřednou vlnu, je již potřeba přesně znát vazební útlum odbočnice. Mikropočítač poté vypočítá kvadrát tohoto napětí a podělí ho jistou konstantou, ve které je zahrnut zmíněný vazební útlum odbočnice a předpokládaná velikost zatěžovací impedance 50 Ω. Celý problém včetně zdrojového kódu pro mikropočítač v jazyce C je opět uveden v [5]. 4.4 Měření teploty, řízení ventilátorů Měření teploty chladičů je provedeno pomocí čidla Analog Devices TMP36G. Čidlo má definované výstupní napětí pro teplotu 25 C stejně tak koeficient jeho závislosti na teplotě. Mikropočítač toto napětí změří a vypočítá z něj teplotu. Podle teploty vybere mezi nízkou nebo vysokou rychlostí ventilátorů chladícího systému. Detailněji v [5] VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

7 Obrázek 9: Výstup měřených parametrů Obrázek 10: Oscilogram výstupního napětí 4.5 Vstupní dělič výkonu Zesilovač je na svém vstupu vybaven děličem výkonu. Dělič je sestavený z binárně váhovaných odporových T-článků majících charakteristickou impedanci 50 Ω a útlumy postupně 0,5, 1, 2, 4 a 8 db. T-články jsou přepínány relé tím stylem, že jsou do pomyslné cesty buď vřazeny, nebo jsou přemostěny. Celkový útlum děliče je pak součtem dílčích útlumů. Dělič je nastavitelný od 0 15,5 db s krokem 0,5 db. Je navržen tak, aby na svém vstupu snesl zatížení 10 W. Řízení relé děliče je realizováno mikropočítačem. Požadovaný útlum děliče se nastaví palubním potenciometrem, který pracuje jako dělič napětí. Jeho výstupní napětí je digitalizováno a dalším kvantováním je mu přiřazena hodnota Tato hodnota je pak také přímo vyvedena na port mikropočítače řídící dělič a je také vypsána na displej. Aktuálně nastavený útlum děliče v db se potom rovná jedné polovině tohoto čísla. Detailněji v [5]. 5 Změřené parametry zesilovače V této kapitole jsou prezentovány některé důležité změřené parametry zesilovače. 5.1 Výstupní výkon V pásmu 80 a 40 m bylo budícím výkonem přibližně 2 a 1 W dosaženo do umělé zátěže 50 Ω výstupního výkonu více jak 150 W. Na obrázku 10 je vidět oscilogram výstupního napětí při CW harmonickém buzení zesilovače v pásmu 40 m. 5.2 Čistota výstupního spektra V obou pásmech byla změřena také výstupní čistota spektra, přičemž byl kladen důraz na splnění povolovacích podmínek ČTÚ, které mluví o potlačení nežádoucích vyšších harmonických složek o více jak 40 db. Tento požadavek byl splněn. Na obrázku 11 je vidět výstupní spektrum pro pásmo 40 m. Ve spektru jsou efektivní hodnoty napětí. 5.3 Linearita Obrázek 11: Výstupní spektrum Byla změřena také linearita zesilovače. Pravděpodobně kvůli nízkému klidovému proudu vůči amplitudě proudového impulzu, se směrem k plnému vybuzení zesilovače zvedne jeho zisk přibližně o 2,5 db. Tento fakt byl konzultován s Ing. Tomášem Urbancem, Ph.D. a měl by být odstraněn novým pracovním bodem s klidovým proudem 1 10 z amplitudy proudového impulzu každým tranzistorem 1 při plném vybuzení zesilovače namísto stávající 5.4 Účinnost Střední hodnota proudu odebíraného zesilovačem ze zdroje napětí 74 V při jeho plném vybuzení je v obou uvažovaných pásmech přibližně 4,1 A. S uvážením výkonu první harmonické více jak 150 W tomu odpovídá účinnost přibližně 50 % VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

8 Poděkování A Fotografie zesilovače Děkuji také svému vedoucímu práce Ing. Zbyňku Lukešovi, Ph.D., Ing. Pavlu Lorenzovi a Ing. Tomáši Urbancovi, Ph.D., se kterými byl celý projekt, nebo jeho části, konzultován. Přední panel zesilovače Literatura [1] G3YXM The 500W PA [online]. [cit ]. Dostupné z URL: [2] OZ1PIF 50MHz 500W IRF510 based Amplifier [online]. [cit ]. Dostupné z URL: HOMEPAGE/50MHz IR F510.htm. [3] KAMÍNEK, K., et al. Amatérská radiotechnika : Základy techniky krátkých a velmi krátkých vln. Vydání I. Praha : Naše vojsko, s. ISBN 30105/ /1/SV2/54. [4] International Rectifier Datasheet IRF730A. 2000, 8 s. [5] ZATLOUKAL, P. Výkonový zesilovač pro krátkovlnné pásmo s inteligentním snímáním výkonu. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, s. Vedoucí diplomové práce Ing. Zbyněk Lukeš, Ph.D. [6] EEWeb Electrical Engineering Community PI-Match Impedance matching circuit [online]. [cit ]. Dostupné z URL: [7] ERBEN, J. Amatérské konstrukce kmitočtově nezávislých SWR/PWR metrů pro KV. Časopis Radioamatér, 3 a 4/2002 zleva: filtr, výkonový modul, zdroj PSV metr podle [7] Veškeré obrázky a fotografie použité v tomto článku včetně jeho příloh jsou převzaty z [5]. Vstupní dělič výkonu 52 7 VOL.14, NO.4, AUGUST 2012

9 B Schémata důležitých bloků konstrukce Schéma výkonového modulu zesilovače bez zdroje a měřících obvodů Schéma obvodů měření základních provozních parametrů zesilovače 52 8 VOL.14, NO.4, AUGUST 2012