VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY VÝKONOVÝ ZESILOVAČ PRO PÁSMO KRÁTKÝCH VLN HF BAND POWER AMPLIFIER

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV RADIOELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF RADIO ELECTRONICS VÝKONOVÝ ZESILOVAČ PRO PÁSMO KRÁTKÝCH VLN HF BAND POWER AMPLIFIER DIPLOMOVÁ PRÁCE MASTER S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR Bc. MIROSLAV KORVAS Ing. PETR ŠRÁMEK BRNO, 2011

2

3

4 Anotace Cílem diplomové práce je realizace vysokofrekvenčního zesilovače s moţností změny pracovní třídy mezi třídami A, B a C o výstupním výkonu asi 10 W v pásmu frekvencí 3,5 MHz aţ 14 MHz. Dále návrh filtrů dolní a pásmové propusti. Práce obsahuje teoretický rozbor pro seznámení se s problematikou návrhu vysílače respektive zesilovače a filtrů. Následovat bude návrh, simulace, praktická realizace a měření dosaţených parametrů. Klíčová slova Vysokofrekvenční vysílač v radioamatérském pásmu, návrh, filtr, dolní propust, pásmová propust. Anotation The theme of my diploma thesis is a realization of the high frequency amplifier with possibility to change its class between class A, B and C with output low pass and band pass filters. The output power is supposed to be at about 10 W in frequency range 3,5 MHz to 14 MHz. The thesis contains theory of amplifier respectively transceiver and filters. In next parts I will design, simulate, realize and measure created amplifier and filters. Keywords High frequency transceiver in radioamateur frequency band, design, filters, low pass, band pass.

5 KORVAS, M. Výkonový zesilovač pro pásmo krátkých vln. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií. Ústav radioelektroniky, s. Diplomová práce. Vedoucí práce: Ing. Petr Šrámek.

6 Prohlášení Jako autor diplomové práce na téma Výkonový zesilovač pro pásmo krátkých vln dále prohlašuji, ţe v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně moţných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy VI. díl 4 Trestního zákoníku č. 40/2009 Sb. V Brně dne (podpis autora) Poděkování Děkuji vedoucímu diplomové práce Ing. Petru Šrámkovi za účinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady při zpracování mé diplomové práce. V Brně dne (podpis autora)

7 Obsah Seznam obrázků... 3 Seznam tabulek... 5 Úvod Zesilovače Základní vlastnosti zesilovačů Zesílení Frekvenční charakteristika zesilovače, šířka pásma... 7 kde f 1 je dolní mezní kmitočet a f 2 horní mezní kmočet Šumová šířka pásma Vstupní a výstupní odpor/impedance Výkonová účinnost η a přidaná výkonová účinnost PAE Stabilita Pracovní třídy Třída A Třída B Třída AB Třída C Třída G (AB+C) Třída D Třída E, F Třída T Pracovní stavy zesilovače Výkonové prvky Bipolární tranzistory Unipolární tranzistory Elektronky Amplitudová modulace - AM Důleţité vztahy Modulační charakteristiky Statická modulační charakteristika Útlumová charakteristika a amplitudová dynamická charakteristika Modulátory pro AM s nepotlačenou nosnou a oběma postranními pásmy Kvadratický diodový modulátor Kolektorový modulátor Bázový modulátor Určení hloubky modulace měřicí metody Lichoběţníková metoda Filtry Architektury filtrů Základní typy rezonančních obvodů Filtry typu T článek a π článek Aproximace filtrů Butterworthův filtr Chebyshevův filtr Inversní Chebyshevův filtr Besselův filtr Eliptický filtr Tonneho filtr

8 3 Metody přizpůsobení impedancí L článek π, π-l a π článek druhého řádu π článek π-l a π článek druhého řádu Transformátory Kapacitní dělič Praktické zapojení Nastavení pracovního bodu modulačního tranzistoru T 1, přizpůsobení vstupní impedance Obvody v kolektoru Volba pomocných prvků tlumivky L tl, vysokofrekvenčního kondenzátoru C vf a vstupního zesilovače pro modulační napětí U m Návrh výstupních filtrů a výstupního přizpůsobení Návrh dolní propusti Návrh pásmové propusti Návrh výstupního přizpůsobení zesilovače / vstupního přizpůsobení filtru Parametry získané pomocí simulace Útlumová charakteristika Amplitudová dynamická charakteristika Měření Filtry Měření účinnosti a nastavení pracovního bodu Poznámky k zapojení Podklady pro návrh laboratorní úlohy Závěr Literatura Přílohy Příloha A, Předloha pro výrobu desky plošného spoje modulátoru (69,85 mm x 97,79 mm)58 Příloha B, Osazovací výkres modulátoru Příloha C, Scháma zapojení univerzálních filtrů Příloha D, Předloha pro výrobu desky plošného spoje univerzálních filtrů (157,48 mm x 137,16 mm) Příloha E, Osazovací výkres pro výrobu desky plošného spoje univerzálních filtrů Příloha F, Seznam součástek Příloha G, Kompletní zapojení modulátoru

9 Seznam obrázků Obrázek 1: Grafické znázornění šumové šířky pásma [2]... 8 Obrázek 2: Pracovní třídy zesilovačů A, B, C [7] Obrázek 3: Dynamické charakteristiky a impulsy kolektorového proudu [2] Obrázek 4: Kmitočtové spektrum amplitudové modulace: Obrázek 5: Statická modulační charakteristika Obrázek 6: Schéma kvadratického diodového modulátoru s diodou [6] Obrázek 7: Kolektorový modulátor [6] Obrázek 8: Bázový modulátor [8] Obrázek 9: Určení hloubky modulace Obrázek 10: Lichoběţníková metoda Obrázek 11: Sériový a paralelní rezonanční obvod Obrázek 12: Schéma sériového rezonančního obvodu Obrázek 13: a) Rezonanční křivka sériového rezonančního obvodu, b) Kmitočtová závislost fáze obvodu [2] Obrázek 14: Schéma paralelního rezonančního obvodu Obrázek 15: a) Rezonanční křivka paralelního rezonančního obvodu, b) Kmitočtová závislost fáze obvodu [2] Obrázek 16: Schéma T článku typu horní propust Obrázek 17: Schéma π článku typu horní propust Obrázek 18: Schéma pásmové propusti třetího řádu v zapojení T článku Obrázek 19: Schéma pásmové propusti třetího řádu v zapojení π článku Obrázek 20: Amplitudové charakteristiky Butterworthova, Chebyshevova, Inverzního Chebyshevova a Eliptického filtru [13] Obrázek 21: Schéma zapojení pro přizpůsobení niţší vstupní impedance Ri na vyšší Rv Obrázek 22: Schéma zapojení pro přizpůsobení vyšší vstupní impedance Ri na niţší Rv Obrázek 23: π článek typu dolní propust Obrázek 24: π - L článek Obrázek 25: π článek druhého řádu Obrázek 26: Kapacitní dělič Obrázek 27: Praktické zapojení vysílače Obrázek 28: Zesilovač pro modulační napětí U m Obrázek 29: Zapojení a charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 3,65 MHz - pásmo 80 m Obrázek 30: Zapojení a charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 7,1 MHz - pásmo 40 m Obrázek 31: Zapojení a přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 3,65 MHz, B = 300 khz - pásmo 40 m Obrázek 32: Zapojení a přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 7,1 MHz, B = 200 khz - pásmo 80 m Obrázek 33: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě A, B, C Obrázek 34: Amplitudové dynamické charakteristiky modulátoru ve třídě A, B, C Obrázek 35: Změřená přenosová charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 3,65 MHz - pásmo 80 m Obrázek 36: Změřená přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 3,65 MHz, B = 300 khz - pásmo 40 m Obrázek 37: Tvarové zkreslení bez modulace při U DS1 = 15 V Obrázek 38: Porovnání nezkresleného a zkresleného průběhu s modulací při U DS1 = 15 V

10 Obrázek 39: U out bez filtru a modulace, U out za dolní propustí, m = 100 %, pro pracovní třídy A, B, C

11 Seznam tabulek Tabulka 1: Reaktance různých velikostí tlumivek pro zajímavé kmitočty Tabulka 2: Typické rezonanční kmitočty pro různé hodnoty indukčností [23] Tabulka 3: Kapacita odrušovacích kondenzátorů [20] Tabulka 4: Rezonance reálných keramických kondenzátorů [23] Tabulka 5: Tabulka vybraných radioamatérských pásem Tabulka 6: Parametry modulátoru pro pracovní třídy A, B, C Tabulka 7: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě A Tabulka 8: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě B Tabulka 9: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě C Tabulka 10: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě A Tabulka 11: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě B Tabulka 12: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě C Tabulka 13: Závislost účinnosti na pracovní třídě modulátoru Tabulka 14: Účinnosti v pracovních třídách A,B,C pro U DS1 = 15 V Tabulka 15: Účinnosti při m = 100 % v pracovních třídách A, B, C

12 Úvod Tato práce se zabývá návrhem a praktickou realizací vysokofrekvenčního zesilovače s amplitudovou modulací. Navrhovaný zesilovač má pracovat v pásmu frekvencí 3,5 MHz aţ 14 MHz s výstupním výkonem 10 W. Zesilovač pro naše účely stačí realizovat v jednočinném zapojení, coţ usnadňuje celkový návrh. Změnou pracovní třídy koncového stupně dosáhneme změny účinnosti. Následující text je rozdělen do sedmi kapitol. V první kapitole jsou rozebrány základní vlastnosti zesilovačů. V podkapitolách pak jejich pracovní třídy, pracovní stavy a pouţívané výkonové prvky. V druhé kapitole je rozebrána amplitudová modulace a její vlastnosti. V podkapitolách pak jsou uvedeny moţné způsoby realizace amplitudové modulace v koncovém stupni včetně metod měření hloubky modulace. Ve třetí kapitole je uveden přehled pouţívaných filtrů a jejich vlastností. Čtvrtá kapitola se zabývá různými způsoby přizpůsobením impedancí zesilovače. V páté kapitole je podrobně rozebráno praktické zapojení pouţitého modulátoru včetně návrhu výstupních filtrů. Šestá kapitola obsahuje potřebné informace o nastavení modulátoru zjištěné pomocí simulací. V sedmé kapitole je pak uveden závěr. 6

13 1 Zesilovače Zesilovače ve vysokofrekvenční technice se označují jako pásmové, jelikoţ zesilují jen určitou kmitočtovou šíři pásma B. Rozdělujeme je tedy na úzkopásmové (B < 0,1 f S, kde f S je střední kmitočet) a širokopásmové (B > 0,1 f S ). Dále můţeme zesilovače dělit na napěťové a výkonové. Napěťové pracují s malými signály (přijímače), můţeme tedy jejich aktivní prvky povaţovat za lineární, na rozdíl od výkonových (vysílače). 1.1 Základní vlastnosti zesilovačů Zesílení Hlavní vlastností zesilovače je zesílení A. Je definována jako podíl výstupního napětí U 1 ku vstupnímu napětí U 1. Platí tedy: (1) Častěji se však uvádí vztah pro přenos napětí v decibelech A [db]: (2) Frekvenční charakteristika zesilovače, šířka pásma Získáme ji vynesením frekvence na vodorovné ose a na svislé ose zesílení A v decibelech. Šířka pásma (B) je pak definována mezi dvěma frekvencemi, kde zesílení zesilovače poklesne o tři decibely vzhledem k maximu charakteristiky, které by mělo být mezi poklesy konstantní, na obou koncích charakteristiky. Šířku pásma pak tedy vypočítáme ze vztahu: kde f 1 je dolní mezní kmitočet a f 2 horní mezní kmočet Šumová šířka pásma (3) Jak plyne z [2], šumová šířka pásma B s zesilovače, ale i například filtru, je šířka B s ideálního filtru s obdélníkovou přenosovou charakteristikou o výšce p(f 0 ), jejíţ plocha je rovna ploše měřeného filtru pod křivkou p(f), jak je znázorněno na Obrázku 1. Pro šumový výkon p(f) platí: ( ) ( ) (4) 7

14 z toho pak šumová šířka pásma B s : ( ) ( ) (5) Obrázek 1: Grafické znázornění šumové šířky pásma [2] Poznámka: Šumová šířka pásma B s je tedy rozdílná od šířky pásma B Vstupní a výstupní odpor/impedance Vstupní odpor je zpravidla přímo nastavován vstupním odporem a pro výstupní impedanci platí: (6) kde U 20 je napětí na výstupu naprázdno. Nebo také: (7) kde U CE je napětí mezi kolektorem a emitorem koncového tranzistoru a P výst celkový výstupní výkon zesilovače Výkonová účinnost η a přidaná výkonová účinnost PAE (Power Added Efficiency) Jsou definovány vztahy [2]: 8 (8) (9)

15 kde P 1 je činný výkon 1. harmonické na výstupu zesilovače, P 0 je celkový stejnosměrný příkon zesilovače a P i je činný výkon vstupního signálu zesilovače. U zesilovačů osazených tranzistory MOS je P i 0 a tedy η PAE Stabilita Zjednodušeně lze říci, ţe tranzistor je stabilní (nesetrvačný), za podmínky pro pracovní kmitočet f p : ( ) (10) kde f T je tranzitní kmitočet, neboli kmitočet, na kterém přestává tranzistor zesilovat, tedy jeho zesílení klesne na 0 db. 1.2 Pracovní třídy Třída A Jak je pojednáno v [4], pracovní bod je umístěn uprostřed převodní charakteristiky (viz Obrázek 2). Poloviční úhel otevření výstupního proudu je Ө = 180. Zesiluje se kladná i záporná půlvlna vstupního signálu. Výkonové součástky v jednočinném zapojení. Pro malé vstupní signály nevzniká zkreslení, pro signály s velkým rozkmitem můţe být aţ 10 % (nelinearita převodní charakteristiky). Klidový proud neustále protéká zesilovačem malá účinnost (reálně asi 10 % aţ 20 %), teoreticky 25 % Třída B Pracovní bod je umístěn do bodu zániku kolektorového proudu převodní charakteristiky. Poloviční úhel otevření výstupního proudu je Ө = 90. Zesiluje se jen kladná půlvlna vstupního signálu se zkreslením. Výkonové součástky v dvojčinném zapojení. V jedné polovině koncového stupně jsou součástky aktivní pouze při kladné půlvlně zpracovávaného signálu, v druhé polovině naopak při záporné půlvlně, jinak jsou nevodivé. Obě poloviny koncového stupně se tak v závislosti na polaritě signálu střídají v činnosti (push-pull). Při přechodu z vodivého do nevodivého stavu jsou součástky obou zapojení téměř nevodivé a vzniká nelineární zkreslení signálu (přechodové zkreslení). Pokud není zesilovač buzen, neprotéká jím ţádný proud větší účinnost (asi 65 %) Třída AB Pracovní bod je umístěn na počátku převodní charakteristiky tak, aby protékal jistý klidový proud, konstantní i při změně pracovních podmínek. Poloviční úhel otevření výstupního proudu je 90 < Ө < 180. Zesiluje jen kladnou půlvlnu, záporná prakticky neprochází. Výkonové součástky v dvojčinném zapojení. Odstraňuje přechodové zkreslení třídy B, účinnost je menší (asi 50 %), teoretická však 78,5 %. Zjednodušeně lze říci, ţe při malých úrovních signálu pracuje zesilovač ve třídě A, při velkých ve třídě B s dobrou účinností a malým zkreslením. 9

16 1.2.4 Třída C Pracovní bod je umístěn na prodlouţené převodní charakteristice. Poloviční úhel otevření výstupního proudu je Ө < 90. Zesiluje jen kladnou půlvlnu, zkresleně. Vysoká účinnost ale i zkreslení. Ve vysokofrekvenční technice se uplatní pro vysílače AM a FM Třída G (AB+C) Obrázek 2: Pracovní třídy zesilovačů A, B, C [7] Pouţijeme tam, kde poţadujeme maximální moţnou účinnost - výkony nad 1kW, autozesilovače s omezenou moţností chlazení atd. Koncový stupeň je konstruován tak, aby se při maximálním výkonu otvíraly další výkonové stupně, které zvýší napájecí napětí po dobu, kdy je poţadován vysoký výkon. Zapojení dosahují účinnosti kolem 80 % Třída D Nepatří do kategorie lineárních zesilovačů. Pro zpracování signálu pouţívají pulsně šířkovou modulace PWM (Pulse Width Modulation). Označují se jako digitální. Vysoká účinnost (80 % a více), je způsobena pouţitím spínacího reţimu tranzistorů. Mají větší zkreslení neţ zesilovače třídy A, AB Třída E, F Jeden aktivní prvek pracuje jako proudový spínač. Nelineární, vysoká teoretická účinnost 100 %. Pouţití v radioelektronice. Třída F nepotřebuje na rozdíl od třídy E rychlé přepínání budicího signálu menší namáhání prvků (průrazné napětí), lepší integrace třídy F. 10

17 Na výstupu je filtr pro tvarování napětí a zmenšení ztrát. Výstupní napětí je obdélníkového průběhu, je-li na kolektoru tranzistoru půlsinusoida [1] Třída T Výkonové zesilovače pracují na podobném principu jako ve třídě D s pouţitím vylepšeného algoritmu řízení. Účinnost kolem 90 %, vynikající zvukové parametry, zkreslení pod 0,1 %, malé nároky na chlazení. 1.3 Pracovní stavy zesilovače Jak je uvedeno v [2], posuzují se podle tvaru impulsu kolektorového proudu. Mějme klidový pracovní bod unipolárního tranzistoru určen napětím mezi kolektorem (drain) a emitorem (source) U DS0 a napětím na elektrodě báze (gate) U G0. Index 0 označuje klidové hodnoty - nepracovní. Pak poloha pracovního bodu je dána průsečíkem charakteristik u G = U G0 a přímky jdoucí bodem U DSO kolmo na osu napětí, jak je patrné z Obrázku 3. Zesilovač pracuje ve třídě C. Výstupní charakteristiky jsou však jen názorné, reálně jsou rovnoběţné s osou U DS a pracovní bod leţí na této ose. Pracovní stavy jsou dány náklonem dynamické zatěţovací charakteristiky, tedy jejich koncovými body K, které leţí na přímce u G = U Gmax. Jelikoţ je však pracovní oblast tranzistoru omezena mezní přímkou, zkracujeme dynamické charakteristiky do této oblasti a tím pádem přesuneme i jejich koncové body tak, aby leţeli na mezní přímce, leţí-li za ní. Tak dostáváme koncové body K a maximální amplitudy impulsu proudu. V těchto případech vzniká sedlo impulsu proudu zmenšení jeho amplitudy a vznik zkreslení. Zároveň tedy musíme vyšetřit minimální polohu sedla. Tu dostaneme přenesením kolmicí bodu K opět na mezní přímku. Tak dostaneme bod K a přeneseme opět na charakteristiku impulsu kolektorového proudu, tedy na osu i D, stejně jako v případě všech předešlých koncových bodů. Pro porovnání jednotlivých stavů byl zaveden koeficient napěťového vyuţití zesilovače: (11) kde U 1 je napětí první harmonické. 11

18 Obrázek 3: Dynamické charakteristiky a impulsy kolektorového proudu [2] Podkritický stav má koncový bod K 1 dynamické zatěţovací charakteristiky, označené na Obrázku 3 jako 1, napravo od mezní přímky tranzistoru, tedy v jeho aktivní oblasti. Jak lze vidět z Obrázku 3 vlevo, souvisí umístění bodu K 1 přímo s velikostí a tvarem impulsu kolektorového proudu I D tranzistoru. Podkritickému stavu odpovídá průběh impulsu s označením 1. Vidíme, ţe se jedná o nezkreslenou část sinusoidy. Průmět bodu K 1 na osu napětí U DS udává amplitudu napětí první harmonické U 1 1 na rezonančním obvodu. Koeficient napěťového vyuţití zesilovače: p u < p ucr, kde p ucr je koeficient napěťového vyuţití zesilovače při kritickém stavu. Do kritického stavu se dostaneme zvětšením velikosti zátěţe. V tomto případě leţí koncový bod K 2 dynamické zatěţovací charakteristiky ( 2 ) na průsečíku mezní přímky tranzistoru a charakteristiky u G = U Gmax. Opět na Obrázku 3 vlevo vidíme, ţe se jedná o stejný nezkreslený impuls proudu, avšak s menší amplitudou. Dalším zvětšením zátěţe se dostáváme do slabě nadkritického stavu ( 3 ), koeficient napěťového vyuţití zesilovače: p ucr < p u < 1, a dále pak do nadkritického mezního stavu ( 4 ), p u = 1, kdy vzniká zkreslení impulsu sedlo. U nadkritického mezního stavu se sedlo (4) dotýká osy ω 0 t v jednom bodě a amplituda napětí U 1 první harmonické je rovna stejnosměrnému napájecímu napětí U DS0. Zvláštním stavem je pak silně nadkritický stav ( 5 ), p u > 1, kdy dochází k rozpadu impulsu na dvě části. Velikost první harmonické U 1 (5) je v tomto případě větší neţ napájecí napětí U DS0, takţe tranzistor je po určitou dobu periody namáhán inverzním napětím. Pro reálnou situaci, tedy pro rovnoběţné výstupní charakteristiky s vodorovnou osou zjistíme, ţe podkritický a kritický stav jsou shodné. 12

19 Koncový bod dynamické charakteristiky, na ose proudu i D označován hodnotou I max, je s maximální hodnotou impulsního proudu I M tranzistoru ve vztahu, který nazýváme koeficient proudového vyuţití tranzistoru: (12) 1.4 Výkonové prvky Obecně vzato lze dle [7] povaţovat elektronky a unipolární tranzistory za nesetrvačné prvky ve většině jejich kmitočtového pracovního rozsahu tedy jejich vlastnosti jsou přesně popsány statickými charakteristikami na rozdíl od bipolárních tranzistorů u nich je to pouze několik procent kmitočtového rozsahu Bipolární tranzistory Proud zprostředkován majoritními i minoritními nosiči. Bývají pouţívány v kmitočtové oblasti aţ do asi 20 GHz s výkonem stovek Wattů. Snesou větší napětí neţ tranzistory typu FET, větší transkonduktance a výstupní odpor výstupní proud I C nezávisí na změně výstupního napětí U C chová se jako proudový zdroj, pomalejší. Bipolární tranzistory jsou omezeny horním mezním kmitočtem při daném výkonu nebo výkonem, který lze při daném kmitočtu dosáhnout, jelikoţ výraz U kbmax f T, kde U kbmax je průrazné napětí báze, je konstantní pro tranzistory stejných prvků. Mezní kmitočet lze zvýšit zmenšením velikosti báze Unipolární tranzistory Proud zprostředkován pouze majoritními nosiči. Do jednoho GHz se pouţívají tranzistory VMOS, tranzistory JFET a MOSFET jsou pouţívány v kmitočtové oblasti do 2 GHz a tranzistory se Schottkyho hradlem typu MESFET aţ do desítek GHz. Mají nesrovnatelně větší vstupní odpor neţ tranzistory bipolární (řádově o 10 6 Ω), který je změnou pracovní třídy neměnný, pokud je nastaven rezistorem na rozdíl od tranzistorů bipolárních. Malý vstupní odpor způsobuje větší náchylnost na elektrostatickou elektřinu (lze ošetřit ochrannými diodami). Proud I DS protéká stále, i kdyţ na vstupní elektrodě G není ţádné napětí (kromě MOS-FET s indukovaným kanálem). Jsou řízeny jen napětím na elektrodě G. Proud, podobně jako u elektronek, vstupní elektrodou neprotéká, tím pádem výkonově nezatěţuje vstupní obvody. Kvadratická přenosová charakteristika zabraňuje vzniku intermodulačního zkreslení a kříţové modulace. Dosahují menšího nelineárního zkreslení a mají lepší šumové vlastnosti (nízký šumový činitel - důleţité při zpracování malých signálů) neţ tranzistory bipolární Elektronky Jsou méně náchylné na elektromagnetické rušení. Lze pouţít pro napětí větší jak 1000 V (vyvinuty pro desetitisíce voltů), tranzistory jen asi do 3 kv. Pro vysokovýkonné vysokofrekvenční aplikace jako například televizní vysílání. Jinak nevhodné. 13

20 2 Amplitudová modulace - AM Jedná se o analogovou modulaci, modulační signál je spojitý analogový. Je nejstarším a nejjednodušším typem modulace. Pouţívá se hlavně pro přenos zvuku u radiového vysílání. Změnou modulačního signálu se mění amplituda nosného signálu, tedy frekvence a fáze zůstávají konstantní. Neupravená AM obsahuje nosnou a dvě postraní pásma zrcadlené podle kmitočtu nosné, přičemţ pásmo napravo od nosné (směrem k vyšším kmitočtům) je kopií modulačního signálu. Viz Obrázek 4. Je potřeba lineárního zesilovače, coţ je nevýhodou oproti frekvenční modulaci. Hlavní výhodou amplitudové modulace je její jednoduchost a tedy poměrně snadná realizace. Mezi nevýhody pak patří malá účinnost (asi jen 1/8 při hloubce modulace m = 100 %). Tu lze zvýšit například odstraněním jednoho pásma, jelikoţ obě pásma nesou stejnou informaci -> SSB Single Side Band. Tato realizace je však sloţitější. a) S(f) u m -B B f b) S(f) u m /2 f -B-f c -f c +B-f c -B+f c f c +B+f c 2.1 Důležité vztahy Obrázek 4: Kmitočtové spektrum amplitudové modulace: a) modulačního signálu b) modulovaného signálu Jak je uvedeno v [2], pro harmonický modulační signál u m (t) = U m cos(ω t), kde Ω = 2πf m, kde f m je frekvence modulačního signálu, platí, ţe amplitudově modulovaný signál má tvar: ( ) ( ) (13) kde ω n = 2πf n, kde f n je frekvence nosné vlny. Hloubku modulace m vyjádříme ze vztahu: (14) 14

21 kde U n je napětí nosné. Zvyšováním hloubky modulace se zvětšuje velikost postranních sloţek na kmitočtech f 0 f m a f 0 + f m tak, ţe při m = 50 % dosahují jejich spektrální čáry čtvrtiny velikosti napětí nosné (0,25 U n ) a při hloubce 100 % velikosti 0,5 U n. Výkon nosné p(t) na odporu R: ( ) ( ) (15) výkon nosné bez modulace P n : (16) maximální výkon AM signálu P max : ( ) (17) minimální výkon AM signálu P min : ( ) (18) střední výkon AM signálu P mod za dobu T m : ( ) (19) kde T m je perioda modulačního signálu. Výstupní impedance na modulačním prvku: (20) kde U nap je napětí na modulačním prvku. Hodnota P max je důleţitá při návrhu modulátoru a koncového zesilovače, pro jeho správné dimenzování. V našem případě, pro plynulou změnu hloubky modulace (0 < m 1), bude třeba dimenzovat zesilovač na výkon P max = 4P n. 15

22 Modulační účinnost η pak lze určit dle [3] jako: ( ) ( ) (21) kde (-1 u m 1). 2.2 Modulační charakteristiky Statická modulační charakteristika Poloţíme-li pracovní bod zesilovače - modulátoru doprostřed statické modulační charakteristiky, dosáhneme maximální moţné hloubky modulace bez zkreslení. Tento bod se nazývá telefonní (Tlf). Pak lze z charakteristiky odečíst amplitudu modulačního napětí U m, které ještě nebude zkresleno. Poloţíme-li pracovní bod na konec lineárního úseku této charakteristiky, dosáhneme maximálního výkonu, tato poloha odpovídá kritickému stavu a bod se nazývá telegrafický (Tlg). Modulační charakteristika zobrazena na Obrázku 5, kde I c1 je první harmonická kolektorového proudu tranzistoru a U nap viz vztah 21. I c1 Tlg Tlf U nap Obrázek 5: Statická modulační charakteristika Útlumová charakteristika a amplitudová dynamická charakteristika Jak je napsáno v [7], útlumová charakteristika zobrazuje závislost hloubky modulace m na frekvenci modulačního signálu f m a amplitudová dynamická charakteristika zobrazuje závislost hloubky modulace m na amplitudě modulačního napětí U m. 2.3 Modulátory pro AM s nepotlačenou nosnou a oběma postranními pásmy Kvadratický diodový modulátor Nejjednodušší typ amplitudového modulátoru. Modulace vzniká na nelineárním prvku diodě. Jak je pojednáno v [6], na jeho vstup se přivádí součet nosné vlny a modulačního signálu. Jako zátěţ bývá pouţita pásmová propust, v našem případě paralelní rezonanční 16

23 obvod LC, vyladěný na frekvenci nosné vlny fn. Zvětšit velikost modulovaného signálu lze záměnou diody za tranzistor v zapojení se společným emitorem. D v ýstup AM L V2 C R V1 V3 0 Obrázek 6: Schéma kvadratického diodového modulátoru s diodou [6] Na Obrázku 6 je V1 zdroj napětí nosné vlny a V2 modulačního napětí Kolektorový modulátor Je společně s bázovým modulátorem nejznámější. Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku 7. Modulace na tranzistoru vzniká změnou modulačního napětí na kolektoru. Tento modulátor pouţívá modulování na vysoké výkonové úrovni, v koncovém stupni vysílače. Je tedy potřeba, aby i samotný modulační signál měl vysokou výkonovou úroveň. Nosná vlna je přivedena na bázi tranzistoru. Na jeho kolektor je pak přivedeno napájecí napětí a modulační napětí přes vazební transformátor Tr a rezonanční obvod L2C2, který je opět vyladěn na kmitočet nosné, s šířkou pásma B = 2Ω. Kondenzátor C3 kompenzuje kapacitu přechodu mezi bází a kolektorem tranzistoru, říká se mu také Millerův kondenzátor a jeho velikost je jednotky pf. Vhodným nastavením předpětí UBE lze měnit třídy zesilovače od A přes AB do B a změnou polarity tohoto předpětí dosáhneme třídy C, tedy mnohem větší účinnosti (aţ 60 %), avšak za cenu menší dosaţitelné hloubky modulace při dodrţení linearity obvodu. Jinak dosahuje hloubky modulace aţ 100 %. Připojíme-li k výstupu přímo zátěţ, ovlivňuje dále jakost rezonančního obvodu. Tento modulátor pracuje jako výkonový stupeň s vysokou konstantní účinností, jehoţ napájecí napětí se pozvolna mění podle vztahu [2]: ( ) (22) Lineární závislost mezi amplitudou 1. harmonické kolektorového proudu IC1 tranzistoru a napájecím napětím Unap (je úměrné modulačnímu signálu) je moţné dosáhnout pouze v nadkritickém reţimu. Výstup lze pomocí pomocného vazebního vinutí L3 připojit na další koncový stupeň pro zvýšení výkonu, tím se zesílí amplitudově modulovaná nosná. Jak je dále psáno v [7], je ale potřeba, aby tento další stupeň nezkresloval obálku signálu, tedy byl lineární a to jen v souvislosti s předchozím bez závislosti na pracovní třídu tohoto stupně. Negativní můţe být, ţe další stupně takto realizované mění hloubku modulace a to tak, ţe zesilovací stupeň, nastavený do třídy C zvětší hloubku modulace, do třídy AB ji zmenší a ve třídě B se hloubka modulace nezmění. 17

24 Um Tr +Ucc 0 C3 L2 1 v ýstup 2 L3 C2 Un L1 T C1 0 0 Ubb 0 Obrázek 7: Kolektorový modulátor [6] Bázový modulátor Jak plyne z [8], tento modulátor také vyuţívá koncového stupně zesilovače, ale na rozdíl od předchozího, pracuje s nízkou úrovní modulačního signálu. Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku 8. Na bázi přichází poměrně velké vstupní vysokofrekvenční napětí superponované na modulační napětí nízké úrovně. Klidový pracovní bod je opět nastaven pomocí stejnosměrného napětí U be. Napětí nosné přichází přes budič T 1 a paralelní rezonanční obvod C 0 L 0 a přes vazbu L v, která je vysokofrekvenčně blokována vazbou C vf, na koncový stupeň, tedy tranzistor T 2. Modulační napětí je přiváděno na bázi T 2 přes transformátor T r. T2 2 Codd L1 1 2v ýstup Un T1 C0 L0 1 2 Lv Ltl C1 C2 1+Ucc 2 1 +Ucc Um Tr Cv f 0 Ube Obrázek 8: Bázový modulátor [8] Tento modulátor má silně nelineární statickou zatěţovací charakteristiku, v důsledku toho je maximální hloubka modulace 40 % aţ 50 % při únosném zkreslení. Klidový pracovní 18

25 bod se pohybuje v rytmu modulačního napětí. Modulátor s bázovou modulací pracuje v podkritickém reţimu. Jeho účinnost se mění s hloubkou modulace a dosahuje nízkých hodnot, stejně jako hloubka lineární modulace, jak plyne z [2]. 2.4 Určení hloubky modulace měřicí metody Jak plyne z Obrázku 9, a je uvedeno v literatuře [5], hloubku modulace m v procentech lze vypočítat ze vztahu: (23) Umax Umin A B Obrázek 9: Určení hloubky modulace Je-li průběh nesymetrický vůči časové ose, je potřeba určit hloubku modulace pro kladnou a zápornou půlvlnu zvlášť. K synchronizaci časové základny pouţíváme nízkofrekvenční signál Lichoběžníková metoda Jak je uvedeno v [5], na jeden vstup (vertikální) osciloskopu se přivede modulovaný signál a na druhý nízkofrekvenční modulační signál. Na osciloskopu se zobrazí lichoběţník s delší stranou A a kratší B. Hloubku modulace vypočítáme ze vztahu (22). Dojde-li k posuvu modulační obálky vůči modulačnímu napětí, zobrazí se elipsy. To je zobrazeno na Obrázku 10. B A B Obrázek 10: Lichoběţníková metoda 19 A

26 Filtry Pro pouţití na frekvencích v řádech MHz (asi do 2 GHz) je vhodné pouţít filtry s prvky se soustředěnými parametry proto, ţe jejich parazitní vlastnosti se projevují více s vyššími kmitočty. Na výstup se tedy nedostanou vyšší parazitní násobky frekvence, na kterou je filtr naladěn. Mezi tyto prvky řadíme cívky a kondenzátory. Ty můţeme dělit na diskrétní součástky, které připájíme k desce plošného spoje, nebo pouţijeme tenkovrstvou technologii na vytvoření prvků pomocí mikropásků, tedy vytvoření mikrovlnného integrovaného obvodu. Výhodou filtrů se soustředěnými prvky je, ţe jsou mnohem menších rozměrů neţ filtry půlvlnné. Důleţitými parametry filtru jsou s parametry, konkrétně: s 11 - vstupní napěťový činitel odrazu při impedančním přizpůsobení vedení a zátěţe (Z C = Z Z ), v tomto případě je velikost vlny přímé na zátěţi 2 = 0 (24) s 21 - přenos filtru - vloţné napěťové zesílení v přímém směru při Z C = Z Z a tedy 2 = 0 (25) a další důleţité: poměr stojatých vln σ, nebo také PSV, je vţdy reálnou veličinou a jeho velikost nabývá hodnot 1 σ < : (26) kde: ( ) (27) ( ) (28) kde je okamţitá hodnota vlny přímé a vlny odraţené, a ze známé hodnoty poměru stojatých vln σ můţeme určit: modul činitele odrazu na vedení ρ : (29) 20

27 Přičemţ však činitel odrazu je obecně komplexní veličinou a jeho modul se mění v mezích 0 ρ 1. zvlnění K: (30) udává procento odraţeného výkonu zpět od zátěţe, při uvaţování ideálních prvků je hodnota činitele zvlnění rovna ztrátám nepřizpůsobení. V decibelech pak: ( ) (31) Největší zvlnění odpovídá nejhoršímu případu vloţených ztrát, coţ nastane při stejné frekvenci jako nejhorší případ pro poměr stojatých vln, kdy nabývá hodnoty nekonečno. 2.5 Architektury filtrů Základní typy rezonančních obvodů Všechny typy filtrů pracují na principu základních rezonančních obvodů. Zde uvedu jen základní vlastnosti pro kompletnost. Podrobné informace k sériovému a paralelnímu rezonančnímu obvodu lze nalézt ve [2] Rezonanční obvod LC, složený z ideálních prvků Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku 11. Základním parametrem rezonančních obvodů je rezonanční kmitočet f 0, jehoţ výpočet je uveden ve vztahu 34, při kterém dojde k vyrušení reaktance cívky a kondenzátoru, tedy X L = X C a obvod má pouze reálný odpor. Reaktance lze vypočítat ze vztahů: (32) (33) tedy přímo z kapacity respektive indukčnosti součástky. Thomsonův vztah pro určení rezonanční úhlové rychlosti: (34) 21

28 z toho pak rezonanční kmitočet f0: (35) 1 1 L C 2 L 2 C Obrázek 11: Sériový a paralelní rezonanční obvod Impedance sériového rezonančního obvodu: (36) při rezonanci se blíţí nule. Impedance paralelního rezonančního obvodu: (37) při rezonanci se blíţí nekonečnu. V praxi se však projevují parazitní vlastnosti prvků. Ty lze vyjádřit přidaným sériovým odporem k cívce a paralelním odporem ke kondenzátoru. Vlastnosti takto vzniklých obvodů vyšetříme na sériovém a paralelním rezonančním obvodu Sériový rezonanční obvod RLC Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku 12. R 1 L 2 C u(t) Obrázek 12: Schéma sériového rezonančního obvodu Impedance obvodu: ( ) ( ) 22 (38)

29 Rovnice rezonanční křivky: ( ) (39) Zobrazením průběhu proudu v závislosti na frekvenci f nebo úhlové rychlosti ω dostaneme rezonanční křivku: Obrázek 13: a) Rezonanční křivka sériového rezonančního obvodu, b) Kmitočtová závislost fáze obvodu [2] Činitel jakosti: (40) kde Z 0 je charakteristická impedance obvodu. Obrácená hodnota činitele jakosti se nazývá činitel tlumení δ. Jak je napsáno v [2], při rezonanci nabývá modul impedance obvodu své minimální hodnoty, tedy hodnoty ryze reálné (Z = R). Velikost proudu je maximální a je ve fázi s napětím, které je přímo napětím budicího zdroje. Napětí na cívce při rezonanci pak je dáno vztahem: (41) a napětí na kondenzátoru při rezonanci: (42) Je tedy zřejmé, ţe pro případ rezonance musíme cívku i kondenzátor dimenzovat na napětí Q-krát větší, neţ je napětí zdroje. 23

30 Paralelní rezonanční obvod RLC Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku i(t) L C R 1 Obrázek 14: Schéma paralelního rezonančního obvodu Je duální k sériovému rezonančnímu obvodu (poznámka: obvody jsou duální, jestliţe jsou popsány formálně stejnými typy rovnic lišícími se ve fyzikálním významu). Admitance obvodu: ( ) ( ) ( ) (43) Rovnice rezonanční křivky (graficky znázorněno na Obrázku 15): ( ) (44) Obrázek 15: a) Rezonanční křivka paralelního rezonančního obvodu, b) Kmitočtová závislost fáze obvodu [2] Činitel jakosti: (45) 24

31 Admitance obvodu je za rezonance opět reálná, napětí v rezonanci Ur ve fázi s budicím proudem I a proud tekoucí vodivostí G je roven proudu napájecího zdroje. Pak pro proud cívkou ILr platí: (46) a pro proud kondenzátorem ICr: (47) Je tedy zřejmé, ţe pro případ rezonance musíme cívku i kondenzátor dimenzovat na proud Q-krát větší, neţ je proud zdroje Filtry typu T článek a π článek Filtry lze realizovat například pomocí T článku a π článku, jak je uvedeno v [9]. T článek začíná sériovým připojením k předchozímu obvodu, zatímco π článek paralelním. Zpravidla pouţíváme lichý počet pólů, filtr je z obou stran symetrický, co se velikosti hodnot součástek týče. Mezi články volíme podle toho, ţe čím větší indukčnost, tím více problémů s rezonancí a stejnosměrným odporem. Na obrázcích níţe jsou uvedeny filtry se třemi póly. Na Obrázku 16 je uvedeno zapojení T článku typu horní propust a na Obrázku 17 je zapojení π článku typu horní propust. C C 2 L 1 Obrázek 16: Schéma T článku typu horní propust C 2 2 L L 1 1 Obrázek 17: Schéma π článku typu horní propust Pokud bychom chtěli z výše uvedených horních propustí udělat dolní propust, stačí zaměnit cívky za kondenzátory a naopak. Pro pásmovou propust třetího řádu je pak zapojení T článku uvedeno na Obrázku 18 a na Obrázku 19 je uvedeno zapojení pro π článek. 25

32 C1 L C3 L3 1 2 C2 L2 1 Obrázek 18: Schéma pásmové propusti třetího řádu v zapojení T článku 2 C2 L C1 L1 C3 L Aproximace filtrů Obrázek 19: Schéma pásmové propusti třetího řádu v zapojení π článku Filtry většinou dělíme spíše podle jmen autorů funkcí - aproximací, na jejichţ bázi jsou zaloţeny, jako například Chebyshevův, Butterworthův, Eliptický (Cauerův), Besselův, Tonneův, neţ podle jejich architektury. Strmost přenosové charakteristiky filtru je dána jeho řádem nebo také počtem pólů přenosové funkce. Při porovnání Chebyshevova, Butterworthova a Eliptického filtru má Eliptický největší strmost následovaný Chebyshevovým. U Chebyshevova a Eliptického filtru lze strmost ovlivnit také pomocí zvlnění v pásmu propustnosti a nepropustnosti. Amplitudové charakteristiky vybraných filtrů jsou na Obrázku 13, kde na vodorovné ose je vţdy vynesena frekvence a na svislé ose přenos filtru s 21. Obrázek 20: Amplitudové charakteristiky Butterworthova, Chebyshevova, Inverzního Chebyshevova a Eliptického filtru [13] 26

33 2.6.1 Butterworthův filtr Tento filtr je nejlepším kompromisem mezi ziskem a fází. Nemá ţádné zvlnění v pásmu propustnosti ani v pásmu nepropustnosti, na rozdíl od ostatních filtrů. Toto má však za nevýhodu široký přechod mezi těmito dvěma pásmy. Také je snadnější vybrat součástky k realizaci. Jak je popsáno v [10] a [11], má lepší pulzní odezvu neţ má Chebyshevův filtr a větší míru útlumu neţ Besselův filtr. Jde také vidět, ţe Butterworthův filtr utlumuje i danou mezní frekvenci (o -3 db), na kterou je navrţen. Pokles charakteristiky je -20 db na dekádu na pól. Pulzní odezva má mírný překmit Chebyshevův filtr Má menší pásmo přechodu a lepší míru útlumu za pásmem propustnosti neţ Butterworthův filtr, ale má více zvlněnou amplitudovou charakteristiku v pásmu propustnosti. Počet cyklů zvlnění je roven řádu filtru. Tyto filtry jsou obvykle normalizovány tak, ţe okraj zvlněného pásma na mezním úhlové rychlosti, odpovídající meznímu kmitočtu, ω 0 = 1. Má strmější počáteční hodnotu útlumu za mezním kmitočtem neţ Butterworthův filtr, následkem toho však vzniká ono zvlnění v pásmu propustnosti. Na rozdíl od Butterworthova a Besselova filtru, které mají na mezním kmitočtu pokles -3 db, Chebyshevův filtr má mezní kmitočet definován jako kmitočet, na kterém přenosová charakteristika padá pod pásmo zvlnění K. Pro filtry sudého řádu je veškeré zvlnění nad úrovní stejnosměrné sloţky, takţe mezní kmitočet je na 0 db. Pro filtry lichého řádu je zvlnění pod úrovní stejnosměrné sloţky tak, ţe mezní kmitočet odpovídá záporné hodnotě zvlnění K db. Pro určitý počet pólů lze zvýšit strmost na mezním kmitočtu zvětšením zvlnění v propustném pásmu. Chebyshevův filtr má delší dobu ustálení na pulzní odezvu neţ Butterworthův filtr, obzvlášť pro návrhy s vysokou hodnotou zvlnění Inversní Chebyshevův filtr Má minimální zeslabení v nepropustném pásmu. Jeho výhodou je rovná amplitudová charakteristika v propustném pásmu se strmým poklesem v přechodovém pásmu. Mezi nevýhody patří zvlnění v pásmu nepropustnosti a zákmity na přenosové charakteristice. Rozdíl oproti Chebyshevému filtru je menší zvlnění v pásmu nepropustnosti. Mezní kmitočet je definován jako kmitočet, kde charakteristika poprvé protne pásmo nepropustnosti. Přenosová charakteristika je podobná Butterworthově filtru Besselův filtr Charakteristika časového zpoţdění bez zákmitů. Jeho výhodou je nejlepší přenosová charakteristika, téměř bez zákmitů, ale nevýhodou je pomalejší počáteční hodnota poklesu přenosu za pásmem propustnosti neţ má Butterworthův filtr. Díky své lineární fázové charakteristice má výbornou i pulzní odezvu (minimální zákmity). Pro daný počet pólů není jeho amplitudová charakteristika tak rovná a ani jeho počáteční míra útlumu za mezním kmitočtem není tak strmá jako u Butterwortha filtru. Pro dosaţení podobné amplitudové charakteristiky je potřeba zvýšit počet pólů. Butterworthův filtr má docela dobrou amplitudovou charakteristiku a přechod mezi pásmy. Chebyshevův filtr zlepšuje průběh amplitudové charakteristiky na úkor přechodu mezi pásmy. Besselův filtr je optimalizován k dosaţení lepšího přechodu mezi pásmy pro zlepšení 27

34 linearity fáze v pásmu propustnosti. To znamená relativně špatnou frekvenční charakteristiku (menší rozlišení amplitudy). Podrobné charakteristiky výše uvedených filtrů a jejich porovnání jsou uvedeny v aplikačních listech AN-649, dostupných na [11] Eliptický filtr Nejstrmější amplitudová charakteristika pro daný řád filtru. Nevýhodou můţe být zvlnění v propustném i nepropustném pásmu a také jeho poměrně sloţitý návrh. Lze nastavit laloky v nepropustném pásmu na určité frekvence, které je potřeba potlačit, coţ je naopak výhodou Tonneho filtr Má stejné vlastnosti jako filtr eliptický, jedná se o jeho duální variantu. Výhodou je menší počet cívek v zapojení. 28

35 3 Metody přizpůsobení impedancí 3.1 L článek Jak je uvedeno v [12], tyto články mají velmi malý vloţený útlum. Jsou tedy vhodné pro vysílací obvody. Jejich nevýhodou pro přijímací obvody je nesymetrický průběh v propustném pásmu a malá selektivita. K doladění článku zpravidla pouţíváme (přidaný) otočný kondenzátor. Pro přizpůsobení niţší vstupní impedance R i na vyšší R v pouţijeme následující schéma: L 1 2 Ri C Rv Obrázek 21: Schéma zapojení pro přizpůsobení niţší vstupní impedance Ri na vyšší Rv Přičemţ prvky obvodu vypočteme pomocí vztahů: (48) (49) následně pak: (50) (51) Pro přizpůsobení vyšší vstupní impedance R i na niţší R v pouţijeme následující schéma: L 1 2 Ri C Rv Obrázek 22: Schéma zapojení pro přizpůsobení vyšší vstupní impedance Ri na niţší Rv 29

36 Přičemţ prvky obvodu vypočteme pomocí vztahů: (52) (53) a dopočítáme ze vztahů 31 a 32. Poměr transformace impedancí mz je dle [22] dán vztahem: ( (54) ) pak šířka pásma B takového článku je dána vztahem: (55) a průběh fázové charakteristiky: (56) 3.2 π, π-l a π článek druhého řádu V praxi se často pouţívají k přizpůsobení impedancí π články zaloţené na výše uvedeném principu. Slučují tak přizpůsobení impedance a filtru zároveň π článek Pro naše účely budeme vţdy vyuţívat filtry typu dolní propust. Schéma zapojení je uvedeno na Obrázku 23. Jeho nevýhodou, pokud článek chceme pouţít pouze jako přizpůsobení, je poměrně vysoká selektivita chová se spíše jako pásmová propust. L1 1 Ri C1 2 C2 Rz 0 Obrázek 23: π článek typu dolní propust Při výpočtu součástek π článku je potřeba si zvolit činitel jakosti Qp při zatíţeném obvodu (pracovní). Ideálně by jeho hodnota neměla být menší jak 7 aţ 8, abychom se vyhnuli velkým ztrátám na cívce, činitel jakosti při zatíţení prakticky nebývá větší jak 12, jak se píše v [16] a [17]. Se zvyšujícím se Qp se zlepšují filtrační vlastnosti článku, ale klesá účinnost. 30

37 Hodnota činitele jakosti π článku bez zátěţe by měla být více jak 100. Výpočty pro velikost jednotlivých součástek jsou uvedeny v [17]. Pro výpočet C1 platí: (57) Pro výpočet C2 platí: ( ) (58) Pro výpočet L1 platí: ( ) ( (59) ) π-l a π článek druhého řádu Pokud k π článku přidáme indukčnost sériově k zátěţi (viz. Obrázek 24), dostaneme ještě lepší filtrování vyšších harmonických. Teoreticky lze pouţít i T články, avšak ty nejsou tak účinné, jako toto řešení - mají horší potlačení harmonických díky kapacitním vazbám. Navíc jsou tyto články hůře přeladitelné na výstupní impedanci, tedy v praxi na impedanci antény. L1 1 C1 Ri L C2 Rz 0 Obrázek 24: π - L článek Výsledek filtrování harmonických můţeme ještě zlepšit π článkem druhého řádu, který je uveden na Obrázku 25. Problém však spočívá v tom, ţe filtry vnášejí do obvodu útlum. Čím vyššího řádu bude filtr, tím větší útlum bude před zátěţí zařazen. L1 1 Ri C1 L2 21 C2 2 C3 Rz 0 Obrázek 25: π článek druhého řádu 31

38 3.3 Transformátory Jsou lepší pro vyuţití pro širokopásmové aplikace neţ L článek, který musí být poměrně přesně naladěn. Šířka pásma transformátoru závisí na typu jádra. Podle [14] je pro správnou funkčnost vysokofrekvenčního širokopásmového transformátoru nutné, aby měl indukčnost nízkoimpedančního vinutí alespoň: (60) kde R je impedance, ke které je vinutí připojeno f je nejniţší pouţívaná frekvence. Dále víme, ţe chceme na výstupu impedanci o velikosti Z2 = 50 Ω a z vypočtené impedance na výstupu zesilovače Zvýst, ze vztahu 7, vypočteme poměr počtu závitů: (61) kde N1 je počet závitů na straně zesilovače a N2 na straně zátěţe, filtru. [15]: Dále je potřeba vypočíst Al konstantu feritového jádra transformátoru na 100 závitů ( (62) ) 3.4 Kapacitní dělič V paralelním rezonančním obvodu LC lze rozdělit původní velikost kondenzátoru C na kondenzátory C1 a C2 v takovém poměru, aby původní výstupní odpor R2 byl sníţen na poţadovaný R1 pomocí odbočky, viz Obrázek C2 R2 L C1 R1 1 0 Obrázek 26: Kapacitní dělič Hodnoty C1 a C2 lez vypočíst z následujících vztahů: 32 (63)

39 33 (64)

40 4 Praktické zapojení Zapojení na Obrázku 27 si podrobně rozebereme v následujících kapitolách. Celkové zapojení je uvedeno v Příloze G. +Ucc Rg3 +Ucc Rg4 0 Cf 1 Cf 2 Cf 3 Ucc Codd3 Um T2 0 Cv f +Ucc Rg1 2 Ltl 0 Rg2 Cv f 2 1 Codd2 v ýstup Ltl1 0 Un Codd1 1 T1 0 Obrázek 27: Praktické zapojení vysílače 4.1 Nastavení pracovního bodu modulačního tranzistoru T 1, přizpůsobení vstupní impedance Počáteční zapojení modulátoru je uvedeno na Obrázku 7. Prvním problémem je vyřešit nastavení pracovního bodu modulačního tranzistoru tak, aby nebylo potřeba přídavného napájecího zdroje. Napětí U GS tedy nastavím děličem podle doporučeného zapojení z [7]. V praktickém zapojení zesilovače na Obrázku 27 se jedná o obvod sloţený ze součástek R g1, R g2, C vf a L tl1. Před rezistorem R g1 je ještě zapojen trimr 500 kω pro jemnější nastaveni pracovního bodu. Zvolený typ tranzistorů, tedy MOS-FET, má velkou vstupní impedanci. Jelikoţ lze na generátoru nastavit téţ velkou výstupní impedanci, lze přizpůsobení vynechat. Jako alternativní volba je připojení odpor o velikosti 50 Ω ještě před oddělovacím kondenzátorem. Tímto zmenším poměr stojatých vln pro zdroj nosné, bude-li jeho výstupní odpor nastaven téţ na 50 Ω. Pokud bude úroveň vstupního napětí zmenšena proměnnou vstupní impedancí/kapacitou tranzistoru, která má dle [28] hodnotu C iss ~ 375 pf při f = 1 MHz, bude třeba tuto ztrátu kompenzovat. To lze provézt zařazením L článku ještě před přizpůsobovací rezistor (viz Obrázek 22, kde R v je výše popsaný odpor o velikosti 50 Ω). Kondenzátor 34

41 zařazený paralelně ke zdroji by měl mít kapacitu asi 100 pf, následující cívka by pak byla naladěna tak, aby přenos byl i ve vyšších pásmech konstantní a poměr stojatých vln PSV co nejmenší (změnou mezizávitové mezery). Toto v simulaci nelze spolehlivě odladit. Kaţdopádně teoreticky i podle simulace by L článku nebylo třeba. Toto řešení je jednodušší, neţ zařadit oddělovací transformátor, kde výstupní vinutí by bylo naladěno do rezonance s kondenzátorem na vstupní frekvenci, ta se bude měnit. Vstupní transformátor z původního zapojení je tedy moţné odstranit jiţ není třeba pro řízení předpětí na tranzistoru T 1 a ani pro impedanční přizpůsobení. 4.2 Obvody v kolektoru Přes tyto obvody se dostává napájecí napětí k modulačnímu tranzistoru a hlavně protéká velký proud (řádově Ampéry). Měly by mít tedy co nejmenší stejnosměrný odpor, aby na nich vznikaly co nejmenší ztráty. Jak si můţeme všimnout na Obrázku 7 a Obrázku 27, v obvodu kolektoru nebo lépe řečeno drainu tranzistoru se nenachází ţádný odpor na rozdíl od běţných zesilovačů. Na drainu tranzistoru vzniká modulované napětí o vysoké frekvenci. Musíme zabránit tomu, aby se dostalo do napájecího zdroje, k tomu slouţí odrušovací tlumivka L tl a blokovací kondenzátor C vf, který svádí zbytky vysokofrekvenčního napětí za tlumivkou k zemi. Dalším obvodem je modulační prvek. Na Obrázku 7 je pouţit modulační transformátor. Jeho mnohem jednodušší a levnější varianta je zobrazena na Obrázku 27. Modulační transformátor lze nahradit tranzistorem, který plní stejnou funkci, je-li nastaven do saturace. Nevýhodou je, ţe na něm vzniká stejný úbytek napětí, jako na tranzistoru T 1 a zároveň jím protéká stejný proud. Výhodou oproti transformátoru je, ţe pracuje nezávisle na výstupním odporu tranzistoru T 1. Ten se se změnou pracovní třídy mění, viz Tabulka 5. Je tedy nemoţné navrhnout jeden transformátor pro všechny pracovní třídy. Modulátoru s modulačním tranzistorem namísto transformátoru se pak říká sériový modulátor Volba pomocných prvků tlumivky L tl, vysokofrekvenčního kondenzátoru C vf a vstupního zesilovače pro modulační napětí U m Nároky na tlumivku viz [20]: Vhodná indukčnost při malých rozměrech, malém počtu závitů, nízké hmotnosti a nízké ceně. Vysoký vlastní rezonanční kmitočet pro minimální parazitní kapacity tlumivky. Tlumivka by měla mít na potlačovaných kmitočtech co největší ztráty, tedy činitel jakosti Q < 1. Na dvojnásobku uţitečného kmitočtu by měl být vloţený útlum cívky db. Jak je zobrazeno v [20] na Obr. 4.2 b), s malým činitelem jakosti se zvětší oblast odrušovaného pásma. Tlumivka s feromagnetickým jádrem se nesmí přesycovat při pracovních proudech, pro něţ je určena. Tvar a permeabilita magnetického obvodu jádra musí umoţňovat dosáhnout maximální indukčnosti při minimálním počtu závitů. Dle [19] je pro pásmo (10 aţ 30) MHz vhodná indukčnost o velikosti 5 μh a pro pásmo (1,8 aţ 10) MHz je vhodná indukčnost 50 μh. Hodnoty pouţitelných reaktancí pro různé indukčnosti a frekvence jsou uvedeny v tabulce 1 oranţovou barvou. Z toho lze 35

42 vyrozumět, ţe nejniţší moţná reaktance pro potlačovaný kmitočet je asi 500 Ω, ideálně však 1 kω a více. My budeme pouţívat pásmo (3,5 aţ 14) MHz. Pro tyto kmitočty jsem vybral tlumivku o Ltl = 25 μh. Ideální by byla co největší indukčnost, problém však nastane s vlastní rezonancí cívky. Ta by měla být v našem případě nad 14 MHz. Typické rezonanční kmitočty pro různé hodnoty indukčností jsou uvedeny v tabulce 2. Teoreticky by bylo moţné zvolit i velkou indukčnost, třeba 180 μh, kde by rezonance měla leţet pod uţívanou frekvenční oblastí. Nevýhodou pak ale je velký počet závitů a kapacitní charakter cívky za rezonancí. Hodnota kmitočtu vlastní rezonance stoupá se sniţující se indukčností. f [MHz] 1,8 3, ,55 109,96 314,16 439,82 565,49 942,48 226,19 439, , , , ,91 L *μh+ 25 XL *Ω+ 282,74 549, , , , , ,29 659, , , , ,87 565, , , , , ,78 Tabulka 1: Reaktance různých velikostí tlumivek pro zajímavé kmitočty L *µh ,1 f0 [MHz] Tabulka 2: Typické rezonanční kmitočty pro různé hodnoty indukčností [23] Návrh tlumivky K dispozici mám ţelezoprachové toroidní jádro T 130-2, jehoţ konstanta Al = 110 μh / 100 z. K výpočtu počtu závitů pouţijeme upravený vztah 62, pak pro L = 30 μh platí: (65) Pro jednu otáčku je potřeba asi 3,7 cm drátu a tedy pro 52 závitů je potřeba 191,7 cm vodiče. Při proudu do 5 A postačí vodič o průřezu 1 mm. Tlumivka v děliči pro nastavení předpětí Ugn na T1 můţe být o jakémkoliv malém průřezu nepoteče tudy ţádný proud. Při namotávání je potřeba jádro od vodiče izolovat nebo pouţít izolovaný vodič. Tímto postupem se dosahuje poměrně vysokého Q. Pokud bude hodnota příliš velká, lze zkusit jiný postup navinutí dlouhé cívky (délku označím l) s malým průměrem d vzduchové mezery nebo na nevodivém jádře např. keramika, teflon, s malým poměrem d/l, například 2/5 a nulovou mezizávitovou mezerou. Tímto dosáhnu malého Q. Počet závitů lze vypočíst ze vztahu 66, který je uveden v [21], kde r je poloměr cívky. ( ) (66) 36

43 Pro dosaţení L = 30 μh, jako v předchozím bodě, je tedy potřeba 86 závitů pro vzduchovou cívku s d = 2 cm o průřezu vodiče 1 mm. Délka cívky je tedy 86 mm při nulové mezizávitové mezeře. Rezonanci respektive indukčnost lze hrubě doladit odmotáním/přimotáním pár závitů nebo jemně změnou mezizávitové mezery u konce cívky. Lze také navrhnout menší indukčnost a její velikost zvětšovat zasunováním feromagnetického jádra do vzduchové mezery či cívku rovnou namotat na feritové jádro. Tak lze podle [21] zvýšit indukčnost o (20 aţ 50) % Volba C vf Kapacitu odrušovacích kondenzátorů volíme podle tabulky 3, přičemţ čím niţší dolní kmitočet potlačovaného kmitočtového pásma, tím volíme větší kapacitu. Odrušované kmitočtové Doporučené hodnoty pásmo *MHz+ odrušovacích kondenzátorů 0,5 až 6 (0,5-0,25-0,1) uf 6 až 30 (100 až 1) nf Tabulka 3: Kapacita odrušovacích kondenzátorů [20] C [nf] 0, f 0 [MHz] Tabulka 4: Rezonance reálných keramických kondenzátorů [23] Na základě výše uvedených tabulek volím kondenzátor o C vf = 10 nf, který svede zbytky vysokofrekvenčního napětí k zemi a jeho rezonance leţí nad pouţitým pásmem kmitočtů, tedy nad 14 MHz Vstupní zesilovač U m Jak jiţ bylo uvedeno výše, kolektorový respektive sériový modulátor potřebuje vysokou úroveň modulačního napětí, konkrétně o amplitudě o něco málo menší, neţ je stejnosměrné napětí na drainu modulačního tranzistoru T 1. Toto poměrně velké napětí nelze dosáhnout pomocí generátoru, je tedy třeba napětí z generátoru zesílit. K tomuto účelu postačí zapojení s operačním zesilovačem. Vybral jsem invertující zesilovač v zapojení s jedním nesymetrickým zdrojem, uvedeným v [25]. Schéma je uvedeno na Obrázku 28. Zesílení uvedeného zesilovače je A =

44 2 1 C4 1u 2 1 C5 0.1u 25Vdc V1 +Ucc C u R1 100k R2 100k 3 2 U V+ N1 1 OUT 6 N2 5 V- TL071/301/TI 0 2 C3 47n 1 v ýstup v stup C R3 21 R4 2 2u 2k2 47k Obrázek 28: Zesilovač pro modulační napětí U m 4.3 Návrh výstupních filtrů a výstupního přizpůsobení Filtry jsou navrţeny pro určitá radioamatérská pásma. V případě dolní propusti je jejich mezní kmitočet navrţen na střední frekvenci pásma f 0 a v případě pásmové propusti je ještě potřeba znát šířku daného pásma. Pásma jsou označována vlnovou délkou λ. Tyto parametry vybraných radioamatérských pásem ukazuje tabulka Návrh dolní propusti pásmo λ [m] f 0 [MHz] B [khz] 80 3, , , , Tabulka 5: Tabulka vybraných radioamatérských pásem Mezní frekvence pásmové propusti je navrţena na 3,65 MHz, coţ odpovídá středu radiového pásma 80 m, a 7,1 MHz v případě pásma 40 m. Jako dolní propust bylo pouţito duální zapojení k eliptické dolní propusti pátého řádu, tedy Tonneho aproximaci. Vlastnosti jsou uvedeny v kapitole 3.2. Tento typ aproximace je zvolen pro nejjednodušší realizaci při splnění předpisů odborné způsobilosti k obsluze vysílacích rádiových zařízení amatérské radiokomunikační sluţby, tedy konkrétně: Výkon jednotlivých sloţek neţádoucího vyzařování vysílače provozovaného na kmitočtech niţších neţ 29,7 MHz musí být potlačen minimálně o 40 db, smí být však maximálně 50 mw [24]. Potlačení 2. harmonické výstupního signálu modulátoru je více neţ 60 db. Ostatní sloţky signálu do 29,7 MHz jsou potlačeny o více neţ 40 db, jak ukazují charakteristiky na Obrázku 29 a 30. Jako základ filtru byl pouţit návrh z programu Ansoft Designer SV. Bylo ho však třeba mírně upravit směrem k reálným hodnotám součástek, tedy hlavně kondenzátorů. Zapojení pak ukazují Obrázek 29 a 30. Při realizaci filtru by měly mít cívky co největší činitel jakosti Q pro dosáhnutí co nejmenších ztrát ve filtru. Podrobný postup návrhu filtrů je uveden v literatuře [26]. 38

45 Obrázek 29: Zapojení a charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 3,65 MHz - pásmo 80 m Hodnotu navrţených kondenzátorů z Obrázku 29 dostanu následující kombinací kondenzátorů (paralelním zapojením): 600 pf = ( ) pf 1222 pf = ( ) pf 485 pf = ( ) pf 78 pf = ( ) pf Hodnotu navrţených indukčností z Obrázku 29 dostanu pomocí následujícího: 2637 nh = 14 z. na jádře Amidon T nh 2178 nh = 14 z. na jádře Amidon T nh 39

46 Obrázek 30: Zapojení a charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 7,1 MHz - pásmo 40 m Hodnotu navrţených kondenzátorů z Obrázku 30 dostanu následující kombinací kondenzátorů (paralelním zapojením): 310 pf = ( ) pf 630 pf = ( ) pf 250 pf = ( ) pf 40 pf = ( ) pf 115 pf = ( ) pf Návrh pásmové propusti Filtr je navrţen opět pomocí softwaru Ansoft Designer SV. Pro pásmo 80 m, tedy se středním kmitočtem f 0 = 3,65 MHz, je šířka pásma 300 khz. Šířku pásma lze zvolit o něco větší pro menší vloţený útlum filtru. Volím Chebyshevovu aproximaci třetího řádu se zvlněním K = 0,01 db. Čím větší zvlnění zvolím, tím strmější pokles charakteristiky, avšak také větší vloţené ztráty (viz kapitola 3). Opět volím duální variantu pro menší indukčnosti cívek a téţ je třeba návrh doladit směrem k reálným hodnotám součástek kondenzátorů. Přenosová charakteristika a zapojení filtru včetně hodnot součástek je na Obrázku

47 Obrázek 31: Zapojení a přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 3,65 MHz, B = 300 khz - pásmo 40 m Hodnotu navrţených kondenzátorů z Obrázku 31 dostanu následující kombinací kondenzátorů (paralelním zapojením): 73,7 pf = ( ,7) pf 6,6 nf = (2 3,3) nf Hodnotu navrţených idnukčností z Obrázku 31 dostanu pomocí následujícího: 25,7 μh = 48 z. na jádře Amidon T ,35 μh Indukčnosti 288 nh dosáhnu při d = 1 cm, a 5-ti závitech těsně u sebe vzduchové válcové cívky. 41

48 Obrázek 32: Zapojení a přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 7,1 MHz, B = 200 khz - pásmo 80 m Hodnotu navrţených kondenzátorů z Obrázku 32 dostanu následující kombinací kondenzátorů (paralelním zapojením): 13,3 pf = (10 + 3,3) pf Indukčnosti 50 nh dosáhnu při d = 46 cm a čtyřech závitech s mezizávitovou mezerou 1 nehet (šířka drátu), délka cívky 6 mm (začátek aţ konec ne středy vodiče) vzduchové válcové cívky Návrh výstupního přizpůsobení zesilovače / vstupního přizpůsobení filtru Pro přizpůsobení je třeba nejprve znát velikost výstupního odporu zesilovače. Ten lze vypočíst ze vztahu 6. Pomocí simulace bylo špičkové výstupní napětí U 2šš = 34 V při zátěţi o velikosti R z = 50 Ω. Výstupní špičkové napětí naprázdno U 20šš pak vyšlo asi 40 V. Po dosazení do vztahu 6 dostaneme výstupní odpor cca Z výst = 9 Ω. Lze ho téţ vypočíst ze vztahu 20. Výsledky jsou uvedeny v tabulce 6. V literatuře [22] se pak píše, ţe typická výstupní impedance bývá u vysokofrekvenčních tranzistorů 1 Ω. Je vidět, ţe výsledky se značně liší. Problémem je i změna impedance v drainu tranzistoru T 1 při změně pracovní třídy. Výstupní odpor bude tedy třeba určit měřením. 42

49 5 Parametry získané pomocí simulace Napětí U g bylo odečteno pro pracovní třídy A, B a C z charakteristiky uvedené v katalogových listech [28] a ověřeno pomocí simulačního programu. V tabulce 6 jsou uvedeny důleţité hodnoty pro výpočet výstupního výkonu a odporu, včetně jejich vypočtených hodnot pro pouţité pracovní třídy tranzistoru. Vzorce pro výpočet P n, P mod, P max a Z výst jsou uvedeny v kapitole 2.1 a vzorce pro výpočty L 1min a N2/N1 v kapitole 4.3. třída A třída B třída C celkové napájecí napětí modulátoru U cc [V] 30 napětí na tranzistoru T 1 U nap [V] 15 velikost odporu zátěže R z *Ω+ 50 hloubka modulace m [%] 100 špičkové napětí nosné na zátěži bez modulace U n2šš [V] 37,741 29,2 25 efektivní napětí nosné na zátěži bez modulace U nef [V] 26,683 20,644 17,675 nejnižší používaný kmitočet f n [MHz] 3,5 výkon nosné bez modulace na zátěži P n [W] 7,120 4,262 3,124 maximální výkon AM signálu P max [W] 14,240 8,524 6,248 střední výkon AM signálu na zátěži P mod [W] 10,680 6,393 4,686 výstupní impedance v drainu T 1 Z výst [W] 21,068 35,195 48,015 minimální vstupní indukčnost transformátoru L 1min *µh+ 3,832 6,402 8,733 transformační poměr N2/N1 N 2 /N 1 0,649 0,839 0,980 stejnosměrné předpětí na G tranzistoru T 1 U gn [V] 5 3,5 0 amplituda modulačního signálu pro m = 100 % U m [V] minimální amplituda nosné pro m = 100 % U n [V] 0,51 až 0,55 1 4,9 stejnosměrné předpětí na bázi tranzistoru T 2 U gm [V] zesílení Un2šš/Un1šš A 37 14,6 2,551 Tabulka 6: Parametry modulátoru pro pracovní třídy A, B, C Poznámky: Se zvětšující se hloubkou modulace je potřeba zvětšit amplitudu nosné vţdy tak, aby ţádná část výstupního signálu před výstupním filtrem nebyla nad nulovou úrovní, tedy hlavně v maximální amplitudě modulačního signálu. Napětí U nap je úměrné napětí U gm. Velikost U cc je limitujícím faktorem pro maximální amplitudu modulačního nízkofrekvenčního signálu U m a tedy pro maximální hloubku modulace. Výstupní odpor je vypočten z hodnoty výkonu P mod, který je vypočten z U n2šš rozkmitlým cívkou L tl jeho hodnota tedy není přesná a je ji třeba ověřit měřením. Maximální proud tranzistory je dle simulace při nastavení uvedeném výše I Dmax = 3,286 A. Stejnosměrný výkon na kaţdém z tranzistorů je pak přibliţně 49 W při plně otevřeném T 1. 43

50 m [%] 5.1 Útlumová charakteristika U m [V] 10 U n [V] 0,55 0,9 1,2 1,6 2 2,4 f n [Mhz] U max [V] 53,35 51,84 50,80 51,70 52,07 52,13 U min [V] 16,75 18,26 18,93 20,02 20,47 19,89 m [%] 52,20 47,91 45,71 44,18 43,56 44,76 Tabulka 7: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě A U m [V] 8 U n [V] 0,8 1,8 2,1 2,7 2 3,8 f n [Mhz] U max [V] 43,44 48,62 46,96 48,25 48,98 49,11 U min [V] 13,20 16,70 17,00 17,52 17,89 17,68 m [%] 53,39 48,87 46,85 46,73 46,50 47,06 Tabulka 8: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě B U m [V] 8 U n [V] 4,8 6, f n [Mhz] U max [V] 40,00 48,90 50,44 51,40 52,40 53,00 U min [V] 11,52 15,69 16,58 17,22 18,18 18,44 m [%] 55,29 51,42 50,52 49,81 48,48 48,38 Tabulka 9: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě C třída A třída B třída C f n [MHz] Obrázek 33: Útlumová charakteristika modulátoru ve třídě A, B, C Z grafu na Obrázku 33 je vidět, ţe hloubka modulace s rostoucí frekvencí prudce klesá do f n = 8 MHz, pak je pokles pozvolnější, ve třídě B dokonce nulový. Napětí nosné bylo zvětšováno tak, aby bylo maximální, ještě však nezkreslené neořezané nulou. 44

51 m [%] 5.2 Amplitudová dynamická charakteristika U m [V] 0, U max [V] 38, U min [V] m [%] 2,25 9,33 20,00 29,73 39,73 50,00 62,32 76,12 Tabulka 10: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě A U m [V] 0, U max [V] , , U min [V] 28 25, ,3 13, ,8 m [%] 3,45 13,40 27,21 39,62 53,58 68,20 82,14 97,08 Tabulka 11: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě B U m [V] 0, U max [V] 23, ,5 43 U min [V] 22 19,5 16,4 13,2 10 6,7 3,4 1 m [%] 3,08 14,29 27,75 41,59 55,56 70,02 84,51 95,45 Tabulka 12: Amplitudová dynamická charakteristika modulátoru ve třídě C třída A třída B třída C U m [V] Obrázek 34: Amplitudové dynamické charakteristiky modulátoru ve třídě A, B, C Z grafu na Obrázku 34 je vidět, ţe hloubka modulace stoupá lineárně se zvětšující se úrovní U m. Ve třídě A pomaleji. 45

52 6 Měření 6.1 Filtry U filtrů se projevilo, ţe teoreticky vypočítané hodnoty neznamenají okamţitý úspěch. Po jejich praktické realizaci bylo nutné upravit indukčnosti navinutých cívek tak, aby jejich přenosové charakteristiky vypadaly co nejpodobněji těm, které jsou vypočteny teoreticky v podkapitole 4.3. Jak lze vidět z Obrázku 35 a 36, v případě pásmové propusti se nakonec praktická realizace příliš neliší od teorie, avšak dolní propust je mírně odlišná, stále však splňuje poţadované parametry uvedené v podkapitole 4.3. Obrázek 35: Změřená přenosová charakteristika dolní propusti Tonneho aproximace 5. řádu pro mezní kmitočet 3,65 MHz - pásmo 80 m 46

53 Obrázek 36: Změřená přenosová charakteristika duálního obvodu Chebyshevova filtru typu pásmová propust, f 0 = 3,65 MHz, B = 300 khz - pásmo 40 m 6.2 Měření účinnosti a nastavení pracovního bodu K dispozici jsem měl zdroj napájecího napětí 30 V. Tímto napětím je omezen výstupní výkon tak, ţe výstupní napětí modulátoru U out můţe dosahovat maximální hodnoty 30 Vpp, tedy 10 V RMS. Toto odpovídá výstupnímu výkonu P out1 = 2 W na zátěţi R z = 50 Ω, bez zařazeného filtru. Pracovní body jsou nastaveny stejnosměrným předpětím U G1 na tranzistoru T 1. Úrovní vysokofrekvenčního budicího napětí U N je nastaven výstupní výkon. Tato nastavení jsou pak pro všechna zapojení shodná (s filtrem na výstupu i bez něj). Se změnou napětí U DS1 je třeba měnit U N tak, aby výstupní napětí nebylo zkresleno, konkrétně aby nebyly omezeny špičky výstupního signálu. Napětí U G1 však zůstává stejné. Hodnoty účinností pro maximální výstupní napětí jak bez filtru, tak s filtry, jsou uvedeny v Tabulce

54 bez filtru U DS1 [V] U G1 [V] U N [V] prac. třída I nap [A] U out [V] P in [W] P out [W] η [%] 0,00 6,30 C 0,14 10,00 4,20 2,00 47, ,24 3,16 B 0,19 10,00 5,70 2,00 35,09 3,40 1,05 A 0,34 10,00 10,20 2,00 19,61 za dolní propustí C 0,15 10,70 4,50 2,29 50,88 B 0,17 11,12 5,10 2,47 48,49 A 0,28 9,50 8,40 1,81 21,49 za pásmovou propustí C 0,21 7,60 6,30 1,16 18,34 B 0,27 8,55 8,10 1,46 18,05 A 0,34 6,90 10,20 0,95 9,34 Tabulka 13: Závislost účinnosti na pracovní třídě modulátoru Z Tabulky 13 je vidět, ţe bez pouţití výstupního filtru zesilovač stupňuje účinnost dle předpokladů. Maximální účinnosti tedy dosáhnu v pracovní třídě C a nejmenší naopak ve třídě A. Nejvyšší dosaţená účinnost je 47,62 %. Po zapojení doplní propusti, mezi zátěţ a samotný modulátor, stoupne účinnost při shodných pracovních podmínkách asi na 51 % v pracovní třídě C a na 48,5 % ve třídě B. To je nárůst o 3,26 % ve třídě C respektive o 13,4 % ve třídě B a srovnává se tak účinnost modulátoru v těchto dvou pracovních třídách. V pracovní třídě A je účinnost v obou případech kolem 20 %. Po zapojení pásmové propusti klesne η o více jak polovinu. To je dáno charakteristikou filtru. Při maximálním výstupním výkonu nelze signál modulovat na to je třeba určitý napěťový offset. Při pokusu o stejné napětí na U DS tranzistoru T 1 a T 2 nebyly výsledky přesvědčivé viz dále. V tabulce 14 jsou uvedeny účinnosti pro napětí U DS1 = 15 V. Z tabulky lze vyčíst, ţe účinnost klesla o (5 aţ 12) %. Také si lze všimnout, ţe účinnost v prac. třídě B po zapojení dolní propusti nevzrostla tak, jak se stalo v předchozím případě. bez filtru U DS1 [V] U G1 [V] U N [V] prac. třída I nap [A] U out [V] P in [W] P out [W] η [%] 0,00 5,50 C 0,06 4,00 0,90 0,32 35, ,24 2,30 B 0,07 4,00 1,08 0,32 29,63 3,40 0,60 A 0,17 4,00 2,55 0,32 12,55 za dolní propustí C 0,07 4,30 1,05 0,37 35,22 B 0,07 3,90 1,05 0,30 28,97 A 0,14 3,40 2,03 0,23 11,42 za pásmovou propustí C 0,10 3,60 1,50 0,26 17,28 B 0,10 3,30 1,50 0,22 14,52 A 0,20 3,00 3,00 0,18 6,00 Tabulka 14: Účinnosti v pracovních třídách A,B,C pro U DS1 = 15 V 48

55 V tomto reţimu je viditelné tvarové zkreslení výstupních signálů bez filtrace, viz Obrázek 37. Také je nevhodný pro dosaţení stoprocentní hloubky modulace. Výstupní modulovaný signál je téměř nezkreslený jen do m = 36,75 %. Na Obrázku 38 je uveden nezkreslený průběh a zkreslený při m = 100 %. Zkreslení nezávisí na pracovní třídě. Pracovní třída A Pracovní třída B Pracovní třída C Obrázek 37: Tvarové zkreslení bez modulace při U DS1 = 15 V Nezkreslený průběh, m = 36,75 % Zkreslený průběh, m = 100 % Obrázek 38: Porovnání nezkresleného a zkresleného průběhu s modulací při U DS1 = 15 V 49

56 Téměř stoprocentní hloubky modulace lze dosáhnout po nastavení U DS1 U G2 = 17,33 V. Tabulka 15 ukazuje hodnoty jako tabulky předchozí, tentokrát však byla při měření filtru nastavena maximální hloubce modulace, m 100 %. Měřené průběhy jsou pak uvedeny na Obrázku 39. U DS1 [V] U G1 [V] U N [V] prac. třída I nap [A] U out [V] P in [W] P out [W] η [%] 0,00 6,30 C 0,10 7,60 1,70 1,16 67, ,24 3,16 B 0,14 6,29 2,38 0,79 33,25 3,40 1,05 A 0,30 7,42 5,10 1,10 21,59 za dolní propustí C 0,11 8,14 1,87 1,33 70,87 B 0,13 6,61 2,21 0,87 39,54 A 0,25 6,78 4,25 0,92 21,63 Tabulka 15: Účinnosti při m = 100 % v pracovních třídách A, B, C Maximální uvedené hloubky modulace lze dosáhnout při buzení nízkofrekvenčního/modulačního vstupu napětím U mod = 199 mv. Pracovní třída A, U out bez filtru a modulace Pracovní třída A, U out za dolní propustí, m = 100 % Pracovní třída B, U out bez filtru a modulace Pracovní třída A, U out za dolní propustí, m = 100 % 50

57 Pracovní třída C, U out bez filtru a modulace Pracovní třída A, U out za dolní propustí, m = 100 % Obrázek 39: U out bez filtru a modulace, U out za dolní propustí, m = 100 %, pro pracovní třídy A, B, C 6.3 Poznámky k zapojení - Pokud by bylo třeba dosáhnout vyšších výkonů, lze zvýšit napájecí napětí. Pozor však na zapojený integrovaný obvod nízkofrekvenční zesilovač modulačního napětí, který je připojen přímo na napájecí napětí. Jeho maximální napájecí napětí je 36 V. Pro připojení vyššího napětí by bylo třeba schéma modifikovat buď odpojením integrovaného obvodu a modulováním z externího zdroje, nebo regulací napájecího napětí integrovaného obvodu tak, aby nedošlo k překročení jeho maximálního napájecího napětí, pak se však můţe ztratit schopnost modulovat s m 100 %. Dalším problémem je zvýšení náročnosti na chlazení. Pro tyto účely jsou na desce připraveny otvory pro zapojení stabilizátoru napětí (navrţeno pro řadu 78xx) a dvou pomocných kondenzátorů. To zajistí napájecí napětí pro přídavný ventilátor. - Integrovaný zesilovač má stálou spotřebu 7,33 ma, nezávisle na výstupním výkonu. 51

58 7 Podklady pro návrh laboratorní úlohy Zadání: 1. Určete pracovní body modulátoru při výstupním výkonu 1 W pro pracovní třídy A, B, C. Určete účinnost modulátoru pro kaţdou pracovní třídu a zakreslete průběhy výstupního napětí U out na připojené zátěţi R z = 50 Ω. 2. Připojte mezi modulátor a zátěţ filtr typu dolní propust a změřte maximální hloubku modulace v kaţdé pracovní třídě tak, aby nebylo znatelné zkreslení obálky modulačního signálu. Změřte účinnost při maximální hloubce modulace. Postup měření: ad 1) a) Před připojení napájecího napětí připojte zátěţ k modulátoru bez výstupního filtru, plně uzavřete tranzistor T 1 (pravý potenciometr plně napravo) a plně otevřete tranzistor T 2 (levý potenciometr plně nalevo) nastavení do pracovní třídy C. b) Na zdroji napájecího napětí nastavte a připojte 30 V. V každé pracovní třídě změřte vstupní proud ze zdroje do modulátoru I nap, hodnoty napětí nosné U N a stejnosměrného předpětí na elektrodě G tranzistoru T 1, tedy U G1. Pro každou pracovní třídu zakreslete průběh signálu na zátěži bez výstupního filtru a zaznamenejte hodnotu výstupního napětí (s filtrem i bez něj). Pro přesné určení lze odečíst 7,33 ma, které tečou přes nízkofrekvenční zesilovač zdroj modulačního napětí. c) Začněte budit tranzistor T 1 VF napětím o frekvenci 3,65 MHz, tak aby ještě nebyl výstupní průběh zkreslený ořezaná špička ve třídě C. Tak dostaneme maximální výkon na zátěţi při daném napájecím napětí. d) Pro sníţení výkonu je třeba postupně uzavírat tranzistor T 2 a zároveň sniţovat buzení tranzistoru T 1 (napětí nosné) tak, abychom dosáhly poţadovaného výkonu bez zkreslení výstupního napětí. Po zbytek měření jiţ ponecháme nastavenou úroveň otevření tranzistoru T 2. Napětí na jeho elektrodě G odpovídá napětí U DS1 na tranzistoru T 1. Toto je hodnota, se kterou bude počítáno pro účinnost zesilovače, tedy pro vstupní výkon P in. Pozn.: Po nastavení kaţdé jedné pracovní třídy lze zároveň provést bod f) a následně bod 2). e) Postupně otevírejte tranzistor T 1 a sniţujte napětí nosné tak, abyste dosáhli pracovní třídy B, následně A, pokud moţno bez zkreslení. f) Změřte výstupní výkon po zapojení dolní a následně pásmové propusti. Jak se změnil průběh signálu na zátěţi? ad 2) Pro dolní propust v kaţdé pracovní třídě, nastavené dle údajů změřených v bodě jedna, se pokuste dosáhnout maximální hloubky modulace bez zkreslení. Ta by měla být téměř 100 %. 52

59 Pokud se vyskytne zkreslení obálky modulovaného signálu, zvětšujte U DS1 respektive U G2, aţ zkreslení zmizí. Zároveň však musí být dostatečná napěťová rezerva pro modulační signál nesmí být limitovány jeho špičky. 53

60 8 Závěr V první části diplomové práce jsem se zabýval shromáţdění nezbytné teorie nutné pro pochopení a výběr praktické realizace vysílače s amplitudovou modulací, zakončený výstupním filtrem. Vzhledem k realizaci v laboratorní úloze, je potřeba dosáhnout hloubky modulace 100 %. Tomuto poţadavku odpovídá kolektorový modulátor v koncovém stupni. Je tedy třeba sestavit zesilovač s předchozím stupněm pro zesílení modulačního napětí, ten je realizován pomocí operačního zesilovače. Modulátor byl modifikován tak, aby bylo moţné měnit pracovní třídy a tím pádem byly odstraněny veškeré transformátory, coţ také prospěje snadnější a levnější realizaci. Tomu přispělo hlavně odstranění modulačního transformátoru, jeţ byl nahrazen tranzistorem zapojeného jako emitorový sledovač. Z kolektorového modulátoru se tak stal modulátor sériový. Přizpůsobení vstupní impedance je provedeno připojením paralelního odporu o hodnotě 50 Ω ke zdroji nosné. Výstupní přizpůsobení nebylo provedeno z důvodu zhoršení účinnosti, není-li na výstupu zařazen kondenzátor sériově k zátěţi, jinak přes ni teče stejnosměrný proud ze zdroje. Při pokusu zařadit kondenzátor mezi vinutí transformátoru vznikalo značné zkreslení. Takto je jen mírně posunuta fáze mezi horní a spodní částí výsledného modulovaného signálu. Návrh výstupních filtrů lze jednoduše provést pomocí programu Ansof Designer. Navrhl jsem filtry pro pásmo (80 a 40) m. Dolní propust je realizována jako eliptický filtr třetího řádu vzhledem k nejjednodušší realizaci při splnění předpisů a směrnic ČR. Pásmová propust je pak navrţena jako Chebyshevova aproximace třetího řádu. Vstupní i výstupní impedance jsou navrţeny na 50 Ω. K filtrům je navrţena univerzální deska plošného spoje, na kterou lze realizovat filtry uvedených typů pro různá pásma pouze zaměněním hodnot součástek. Lze připojit aţ 4 kondenzátory na jednu pozici pro přesné nastavení hodnoty. Realizoval jsem filtry pásmové propusti pro pásmo 80 m. Konečný výstupní výkon modulátoru je při napájecím napětí 30 V roven P out = 2W. Účinnost zesilovače je při tomto výkonu bez modulace maximálně 51 % ve třídě C, viz kapitola 6.2. S téměř stoprocentní hloubkou modulace lze dosáhnout účinnosti 71 % ve třídě C při výstupním výkonu P out = 1,3 W. 54

61 9 Literatura [1] POON, A. ECE 1352F Analog Integrated Circuits I [online]. Dostupné z WWW: < [2] HANUS, S., SVAČINA, J. Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika. Elektronické skriptum. Brno: VUT v Brně, [3] PROKEŠ, A. Komunikační systémy. Elektronické skriptum. Brno: VUT v Brně, [4] KORVAS, M. Realizace koncového nízkofrekvenčního zesilovače LEACH. Bakalářská práce, Brno: VUT v Brně, [5] HAVLÍKOVÁ, M. Elektronická měřicí technika, Laboratorní cvičení. Brno: VUT v Brně, [6] DOBEŠ, J., ŢALUD, V. Moderní radiotechnika, Praha: BEN, [7] PROKEŠ, A. Rádivé přijímače a vysílače. Elektronické skriptum. Brno: VUT v Brně, [8] HEJL, Z. Amplitudová modulace [online], Dostupné z WWW: < [9] Microwave Encyclopedia. Lumped element filters [online]. Tucson: P-N Designs, Inc., Dostupné z WWW: < [10] DOBREA, D. Filters (Butterworth, Chebyshev, Inverse Chebyshev, Bessel) [online]. Romania: Faculty of Electronics & Telecommunications of the "Gh. Asachi" Technical University of Iasi, Dostupné z WWW: < [11] ZUMBAHLEN, H. Using the Analog Devices Active Filter Design Tool. Application note AN-649 [online]. Norwood: Analog Devices, Inc., Dostupné z WWW: < 649_0.pdf > [12] DANEŠ, Josef a kolektiv. Ametérská radiotechnika a elektronika : 2. díl. 1. vyd. Praha : Naše vojsko, nakladatelství a distribuce knih, n. p., [13] Butterworth filter [online]. Dostupné z WWW: < [14] GRANBERG, H. Broadband transformers and power combining techniques for RF. Application note AN-749 [online]. Motorola Semiconductor, Inc Dostupné z WWW: < datasheets/datasheets-21/dsa pdf>. 55

62 [15] Section II: Ferrite Cores [online]. Amidon Inc., Dostupné z WWW: < [16] EDWARDS, R.J. Pi-L & Pi Output Networks for RF Power Amplifiers [online], Dostupné z WWW: < [17] KAVALÍR, T. Výstupní PI článek koncového stupně jednoduše a bez matematiky [online]. Dostupné z WWW: < [18] BIOLKOVÁ, V., JAKUBOVÁ, I., KOLOUCH, J. IMPULZOVÁ A ČÍSLICOVÁ TECHNIKA, Laboratorní cvičení. Brno: VUT v Brně, [19] PLZÁK,J. OK1PD: Krátkovlnný elektronkový zesilovač o výkonu 1 kw [online], Dostupné z WWW: < [20] DŘÍNOVSKÝ, J., FRÝZA, T., SVAČINA, J., KEJÍK, Z., RŮŢEK, V. Elektromagnetická kompatibilita. Přednášky. Brno: VUT v Brně. [21] JENÍČEK, P. Přibližné výpočty vzduchových cívek [online], Dostupné z WWW: < [22] CRIPPS, C. S., Advanced Techniques in RF Power Amplifier Design, Norwood, MA: ARTECH HOUSE, [23] PIETER, L.D., Design of RF And Microwave Amplifiers And Oscillators, Norwood, MA: ARTECH HOUSE, [24] Otázky včetně správných odpovědí pro písemné testy zkoušek pro jednotlivé druhy průkazů odborné způsobilosti k obsluze vysílacích rádiových zařízení amatérské radiokomunikační služby [online]. ČTÚ odbor správy kmitočtového spektra, Dostupné z WWW: < >. [25] KITCHIN, CH., Demystifying single-supply op-amp design. Analog Devices Inc, [26] ŠNAJDR, V. Vysokofrekvenční a mezifrekvenční obvody KV radiostanice: Diplomová práce. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, [27] DOSTÁL, T. Elektrické filtry. Elektronické skriptum. Brno: FEKT VUT, [28] Katalogové listy IRF520 [online]. Dostupné z WWW: < 56

63 10 Přílohy Následující část obsahuje schémata zapojení modulátoru a filtrů vytvořené v programu Eagle společně s předlohami pro výrobu desek plošných spojů, osazovací výkresy a seznam součástek. 57

64 Příloha A, Předloha pro výrobu desky plošného spoje modulátoru (69,85 mm x 97,79 mm) 58

65 Příloha B, Osazovací výkres modulátoru 59

66 Příloha C, Scháma zapojení univerzálních filtrů 60

67 Příloha D, Předloha pro výrobu desky plošného spoje univerzálních filtrů (157,48 mm x 137,16 mm) 61

68 Příloha E, Osazovací výkres pro výrobu desky plošného spoje univerzálních filtrů 62