Vysílac signálu DRM pro radioamatérská pásma

Rok / Year: Svazek / Volume: Číslo / Issue: 2012 14 5 Vysílac signálu DRM pro radioamatérská pásma TDRM signal transmitter for amateur radio bands Pavel Paták, Zbynek Lukeš xpatak03@stud.feec.vutbr.cz, lukes@feec.vutbr.cz Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně. Abstrakt: Článek pojednává o návrhu a realizaci vysílače signálu DRM pro pásma krátkých vln a radioamatérské použití. Je představena verze systému DRM používaná na radioamatérských pásmech a podrobně je popsán návrh vysílače. Důraz je kladen na metodu generování signálu SSB, použit je tzv. Taylorův modulátor. Abstract: Article discusses the design and implementation of DRM signal transmitters for high frequencies and amateur use. It introduced version of the DRM used on the amateur radio bands and is described in detail proposal transmitter. Emphasis is placed on the method of generating a SSB signal, used the so-called Taylors modulator

Vysílač signálu DRM pro radioamatérská pásma Pavel Paták, Zbyněk Lukeš Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Email: xpatak03@stud.feec.vutbr.cz, lukes@feec.vutbr.cz Abstrakt Článek pojednává o návrhu a realizaci vysílače signálu DRM pro pásma krátkých vln a radioamatérské použití. Je představena verze systému DRM používaná na radioamatérských pásmech a podrobně je popsán návrh vysílače. Důraz je kladen na metodu generování signálu SSB, použit je tzv. Tayloeův modulátor. 1 Úvod Rozhlasové vysílání se začalo rozvíjet po první světové válce. Používala se tehdy amplitudová modulace a vysílalo se v pásmech dlouhých a středních vln. Za téměř století vývoje radiotechniky bylo vyvinuto mnoho moderních způsobů přenosů dat, které vedly k praktickému použití dnešních komunikačních systémů. Jakoby stranou vývoje však stál amplitudově modulovaný rozhlas. Zatímco na velmi krátkých vlnách se již záhy po druhé světové válce začalo vysílat frekvenční modulací, v pásmu dlouhých a středních vln se dodnes vysílá původí amplitudovou modulací. V porovnání s dnešními moderními systémy nemůže amplitudově modulovaný rozhlas obstát v jakosti poslechu, a proto počet jeho posluchačů klesá. Uvadající zájem o vysílání na těchto pásmech se pokouší oživit vývoj standardu DRM (Digital Radio Mondiale). Digitální modulace může výrazně zlepšit mnoho zásadních parametrů, které ovlivňují jakost poslechu jako je např. větší dynamický rozsah, odolnost vůči různým interferencím a rušení nebo redukci šumu. Ve spojení s výhodami šíření elektromagnetického záření na středních a dlouhých vlnách, kdy lze jedním vysílačem pokrýt velké území, vzniká perspektivní systém. Pro zavedení systému DRM pro rozhlasové vysílání zatím chybí tzv. politická vůle. V současnosti proto tímto systémem nevysílá žádná česká stanice, avšak lze zachytit stanice zahraniční. Výhodné spojení šíření vln na dlouhých, středních a krátkých vlnách a digitální modulace však neušlo pozornosti radioamatérů. Proto vznikl standard upravující původní systém DRM pro potřeby vysílání na radioamatérských kmitočtech. Zásadní rozdíl je v použité šířce pásma, která je na KV pásmech pouze 2,7 khz. Následující článek popisuje návrh vysílače pro tyto radioamatérské kmitočty. 2 Systém DRM V systému DRM [1] jsou vysílány tři logické kanály: MSC (Main Service Channel) přenášející data vlastního vysílaného programu, FAC (Fast Acces Channel) obsahující informace o parametrech a nastaveních kanálu potřebných pro dekódování ostatních dat, a kanál SDC (Service Description Channel) informující o dalších nastaveních kanálu MSC (je-li mono, nebo stereo atd.), alternativních kmitočtech poskytujících podobné služby anebo například o přesném čase. Systém DRM používá pro své kanály stejnou šířku pásma jako klasické rozhlasové AM vysílání (4,5 khz pro DV a SV) nebo jeho celočíselné násobky, takže je možný současný provoz. Jako zdrojové kódování používá DRM systémy SBR (Spectral Band Replication), MPEG-4 CELP, MPEG-4 HVCX a PS (Parametric Stereo). Na data může být aplikována FEC Reed Solomon, je použito bitové a symbolové prokládání, konvoluční kódy a následně jsou data mapována do konstelačních diagramů QAM. Systém rozeznává několik módů robustnosti (robustness mode) A až E, které určují, jaká QAM bude použita pro ten který logický kanál a dále počet subnosných. Modulace může být od QPSK až po 64QAM. Následně jsou namapované symboly zařazeny na patřičnou subnosnou, jsou přidány pilotní symboly a pomocí modulační techniky OFDM je vytvořen kompletní signál. 3 HAM-DRM Touto zkratkou bývá označován standard DRM, který je upraven tak, aby vyhovoval radioamatérským potřebám [2]. Originální systém nelze použít kvůli jeho příliš velké šířce pásma, která je minimálně 4,5 khz, oproti největší šířce kanálu na radioamatérských krátkovlnných pásmech, která činí 2,7 khz. HAM-DRM používá dvě možné šířky pásma a to 2,3 khz a 2,5 khz. Systém má pouze tři módy robustnosti, A, B a E a dvě ochranné úrovně. Počet OFDM nosných v závislosti na použité šířce pásma a módu robustnosti ukazuje Tab 3.1. Tab. 3.1: Vypočítané a zvolené hodnoty polyfázní sítě. Počty OFDM nosných v HAM-DRM Šířka kanálu Mód A Mód B Mód E 2,3 khz 53 45 29 2,5 khz 57 51 31 Další odlišností oproti originálnímu systému DRM je zrušení logického kanálu SDC. Vysílají se pouze dva kanály MSC a FAC. Stejně jako u originálního systému DRM, přenáší i zde kanál MSC data samotného přenosu, tedy buď hlas, nebo obecná data. 58 1 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

V kanálu FEC se přenáší mimo jiné následujcí údaje: použitá šířka kanálu, délka prokládání, modulace kanálu MSC, ochranná úroveň, rozlišení, zda se vysílá audio signál nebo data, zda se přenáší spolu se zvukovým signálem textové zprávy, typ zdrojového kódování, označení paketů v případě vysílání dat a CRC data. Kanál FAC tedy přebírá některé údaje, které jsou v klasickém DRM vysílány v kanále SDC (typ kódování MSC atd.). Vynechávají se především informace o alternativních kmitočtech, které při radioamatérském použití nemají smysl. Kanál FEC je vždy modulován pomocí QPSK. Pro dosažení nízkého bitového toku zvukového signálu jsou pro zdrojové kódování použity open source audio kodeky SPEEX nebo LPC 10. Nejsou zde použity žádné přídavné techniky jako parametrické stereo (PS) nebo Spectral Band Reconstruction (SBR). LPC 10 (Linear Predictive Coding) kódování pracuje na principu vokodéru. Vstupní hlasový signál je rozdělen na segmenty, z nichž každý je podrobován analýze. Zkoumá se například úroveň hlásky, její znělost nebo perioda signálu. Následně jsou přenášeny pouze parametry této analýzy. Dekódování má potom charakter rekonstrukce hlasu podle obdržených parametrů, výsledkem je syntetický hlasový signál. Tab. 3.2: Přenosové rychlosti systému HAM-DRM. Modulace MSC: QPSK Robustnost Šířka kanálu 2,3 khz 2,5 khz Ochanná úroveň Ochanná úroveň 0 1 0 1 A - 1,9 kbit/s - 2,0 kbit/s B - 1,4 kbit/s - 1,5 kbit/s E - 1,0 kbit/s - 1,1 kbit/s Dosažitelné přenosové rychlosti při různém nastavení ukazují následující tabulky Tab 3.2. 4 Generování signálu DRM Kódování signálu i modulační technika OFDM vyžadují výhradně číslicové zpracování. Nejjednodušším způsobem, jak získat kompletní modulovaný signál DRM, je využít některého volně dostupného programu pro PC. Pro příjem rozhlasového vysílání DRM se často využívá programu DREAM, vytvořeného na Darmstadské univerzitě [3]. Dnes existuje i modifikace pro vysílání. DREAM respektuje přesně standard DRM pro rozhlasové vysílání. Nelze jej proto sice použít pro radioamatérská pásma, avšak dalo by se s ním experimentovat. Pro radioamatérské použití je vhodný například program WinDRM [4], který respektuje upravený standard HAM- DRM. WinDRM umožňuje vysílat jak fonicky, tak přenášet datové soubory nebo textové zprávy. Digitálně modulovaný signál je přiváděn na výstup zvukové karty. V programu lze nastavit offsetový kmitočet, který odpovídá pozici nulté nosné v OFDM, výchozí hodnota je 350 Hz. Celý signál DRM se pak bude při šířce kanálu 2,5 khz nacházet v rozmezí kmitočtů 350 Hz až 2850 Hz. Toto audio pásmo bylo zvoleno proto, aby pro vysílání mohl být použit standardní SSB vysílač, původně určený pro fonický provoz. Modulace MSC: 16 QAM Robustnost Šířka kanálu 2,3 khz 2,5 khz Ochanná úroveň Ochanná úroveň 0 1 0 1 A 3,2 kbit/s 4,0 kbit/s 3,4 kbit/s 4,3 kbit/s B 2,2 kbit/s 2,8 kbit/s 2,6 kbit/s 3,2 kbit/s E 1,6 kbit/s 2,0 kbit/s 1,9 kbit/s 2,7 kbit/s Obr. 4.1: Spektrum HAM-DRM signálu na výstupu zvukové karty. Ve spektru jsou zřetelné především tři frekvenční pilotní nosné. 5 Blokové schéma vysílače Modulace MSC: 64 QAM Robustnost A B E Šířka kanálu 2,3 khz 2,5 khz Ochanná úroveň Ochanná úroveň 0 1 0 1 4,8 kbit/s 5,7 kbit/s 5,2 kbit/s 6,2 kbit/s 3,3 kbit/s 4,0 kbit/s 3,9 kbit/s 4,7 kbit/s 2,5 kbit/s 3,0 kbit/s 2,7 kbit/s 3,2 kbit/s Kodér Speex podporuje kromě hlasových přenosů i kompresi obecných dat. Umožňuje použít několik vzorkovacích kmitočtů, v HAM-DRM je využito stejně jako u LPC vzorkování 8 khz. Výstupní bitová rychlost může být až 2,15 kbit/s. Modulovaný signál DRM je odebírán z výstupu zvukové karty v audio pásmu 350 Hz až 3 khz. Signál je přiveden na kompresor dynamiky, který zajistí na svém výstupu stále stejnou úroveň signálu bez ohledu na zesílení zvukové karty počítače. To je potřeba zajistit proto, aby další bloky nebyly přebuzeny příliš silným signálem nebo naopak nebyl signál příliš blízký úrovni šumu. Následně je signál filtrován pásmovou propustí, která odstraňuje případné vyšší harmonické, omezuje šumy zvukové karty na vyšších kmitočtech a zabraňuje vstupu nežádoucích frekvenčních složek v případě špatného nastavení programu WinDRM. Dále je signál zesílen a rozdělen na přímou a invertovanou větev. Tyto dva signály jsou přivedeny na vstupy polyfázní sítě, na 58 2 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

PC USB Ovládání Pásmová propust 350 Hz až 3 khz Inv. Inv. Polyfázní síť 350 Hz až 3 khz Obr. 5.1: Blokové schéma vysílače. jejímž výstupu jsou čtyři signály s fázovými posuvy 0, 90, 180 a 270 vzhledem k signálu 0. Tyto čtyři signály jsou multiplexovány analogovým multiplexerem. Signály přivedené na adresní vstupy multiplexeru jsou vytvářeny pomocí klopných obvodů. Kmitočet, který je na tyto klopné obvody přiváděn, musí být dvakrát vyšší, než je požadovaný kmitočet nosné. Zapojení klopných obodů pak zajistí, že kmitočet přepínání multiplexeru je čtyřikrát vyšší než kmitočet nosné. Taktováním z krystalového oscilátoru s obdélníkovým výstupem a kmitočtem 10 MHz je vytvořen na mezifrekvenčním kmitočtu 5 MHz SSB SC signál. Mezifrekvenční signál je filtrován dolní propustí odstraňující vyšší kmitočtové složky vzniklé v modulátoru. Dále signál vstupuje do druhého modulátoru, principiálně shodného s prvním. Nejdříve je signál rozdělen na dvě části, v jedné invertován a přiveden na polyfázní síť. Její výstupní signály jsou přepínány podle taktovacího signálu, který generuje obdélníkový oscilátor Si570. Kmitočet oscilátoru Si570 je řízen pomocí mikrokontroléru. Ten dále zajišťuje připojení správných kmitočtových filtrů a zobrazení údajů na displeji. Ovládání je zajištěno pomocí rotačního enkodéru a nebo pomocí programu běžícího na počítači. Komunikace mezi mikrokontrolérem a počítačem probíhá po sběrnici USB. Na výstupu modulátoru je již signál DRM nasměšován do rádiového kanálu. V modulátoru vznikají také nežádoucí složky, které jsou odfiltrovány pásmovými propustmi, kdy pro každé pásmo je realizována jedna propust. Za pásmovými propustmi je zapojen výkonový zesilovač. V něm mohou vzniknout vyšší harmonické složky, proto je za ním zařazen blok dolních propustí, které nežádoucí složky odfiltrují. Následně je již signál přiveden na výstupní konektor celého vysílače a může být vyzářen anténou. 6 Vstupní audio obvody 0 90 180 270 SSB signál na mezifrekvenci 5 MHz Polyfázní síť 5 MHz 0 90 180 Mikrokontrolér Displej 270 I 2 C Multiplexer Oscilátor Si570 Přepínání filtrů Multiplexer Krystalový oscilátor 10 MHz Výkonový zesilovač Pásmové propusti DP 5 MHz Na vstupu vysílače jsou zařazeny obvody udržující na svém výstupu konstantní úroveň signálu bez ohledu na úroveň vstupního signálu. Tím je potlačen vliv zesílení zvukové karty počítače na další obvody vysílače. Změna zesílení by totiž měnila výstupní výkon vysílače, příliš silný signál by mohl další obvody přebudit a při příliš nízké úrovni signálu by zase obvody pracovaly se zbytečně malým odstupem S/N. Tuto funkci zajišťuje kompresor dynamiky, byl použit obvod SSM2167 od firmy Analog Devices. Obvod obsahuje blok měřící efektivní hodnotu vstupního signálu, podle něhož mění zisk integrovaného zesilovače. Za kompresorem dynamiky je zapojena aktivní pásmová propust 250 Hz až 3500 Hz pro pokles o 3 db. Zajišťuje, že při špatném nastaveni offsetového kmitočtu v programu WinDRM, nebudou do dalších obvodů (především obvodu polyfáze) pronikat jiné kmitočty, než na jaké jsou navrženy. Au [db] 0-10 -20-30 -40-50 -60-70 -80 10 100 1000 10000 Obr. 6.1: Přenos vstupní aktivní pásmové propusti. Pásmová propust se skládá z kaskádního zapojení horní propusti 2. řádu tvořené jedním operačním zesilovačem a dolní propusti 6. řádu vytvořené zapojením tří dalších operačních zesilovačů. Horní propust je provedena v zapojení Sallen Key s mezním kmitočtem 250 Hz a Butterworthovou aproximací. Dolní propust má mezní kmitočet 3,5 khz, je tvořena rovněž zapojením Sallen Key a aproximace kmitočtové charakteristiky je Butteworthova. Kmitočtocá charakteristika je na Obr 6.1. 7 SSB modulátor 7.1 Princip modulátoru f [Hz] Kmitočtový posun z jednoho pásma do druhého při snaze neobohatit spektrum o další složky odpovídá modulaci SSB SC (amplitudová modulace s jedním potlačeným pásmem a potlačenou nosnou). Pro získání SSB SC signálu byla zvolena méně tradiční i když mezi radioamatéry oblíbená filtrační metoda, někdy nazývaná Tayloeův modulátor [5] nebo čtyřcestná fázová metoda (four-way phasing method) [6]. Mezi její hlavní přednosti oproti klasické filtrační metodě patří to, že odpadá nutnost obtížné konstrukce krystalových mezifrekvenčních filtrů. Princip metody je následující: z originálního (nízkofrekvenčního) signálu jsou vytvořeny tři další kopie, které jsou v celém rozsahu kmitočtů původního signálu fázově posunuty. První kopie je posunuta o 90, druhá o 180, třetí o 270. Tyto čtyři signály jsou přepínány analogovým multiplexerem. Spínací kmitočet musí být 4 vyšší, než je kmitočet nosné, na níž chceme signál modulovat. Z výstupu multiplexeru již lze odebírat modulovaný signál. Před dalším zpracováním je však ještě 58 3 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

třeba odfiltrovat produkty ve spektru vznikající na násobcích nosné. 7.2 Matematický popis modulátoru Tayloeův modulátor nepatří mezi metody příliš zmiňované v literatuře. Přitom se však jedná o poměrně zajímavý princip stojící za povšimnutí. Proto byla funkce metody matematicky popsána a pro kontrolu byly provedeny simulace v programu Matlab. Přepínání analogového multiplexeru můžeme chápat jako vzorkování signálů přiváděných na jeho jednotlivé vstupy. Budeme sledovat případ, kdy je na vstup přiváděn pouze jeden signál s IN(t). Pro výstupní signál s OUT1 (t) platí: =. (7.1) Signál s O(t) představuje obdélníkový signál nabývající hodnoty 0 nebo 1 o frekvenci čtyřikrát vyšší, než je požadovaný kmitočet nosné. Vstupní signál budeme uvažovat harmonický s amplitudou rovnou jedné. Pak ho můžeme rozepsat takto: = +. (7.2) multiplexeru, fázový posun vstupních signálů je třeba zajistit. Při součtu výše uvedených čtyř signálů vyjde najevo, že jedna postranní složka je tvořena vždy dvojicí signálů v protifázi, které se odečtou. Tím vzniká SSB SC signál. Povšimněme si také, že ve výstupním spektru chybí složka na kmitočtu vstupního signálu. S odvozeného vztahu lze také vypočítat konverzní zisk. Díky tomu, že byla uvažována amplituda vstupního signálu jednotková, je velikost výstupního napětí rovna konverznímu zisku. Ve vztahu vystupuje násobitel 4, vyjadřující součet čtyř stejným způsobem vznikajících signálů: = 4 = 4 = 4 = 0,45. (7.7) Z výsledků simulace v Matlabu (viz Obr. 7.2) je patrné, že se spektrum SSB SC signálu opakuje kolem lichých násobků nosné, přičemž se střídá potlačení horního nebo dolního postranního pásma. Potlačení opačného postranního pásma lze dosáhnout otočením pořadí spínání jednotlivých kanálů. Proměnná ω IN je úhlový kmitočet vstupního signálu, φ je jeho počáteční fáze. Výsledný signál vzniká násobením obdélníkového signálu s tímto vstupním signálem. Bude praktické, vyjádříme-li obdélníkový signál pomocí zpětné Fourierovy transformace do časové oblasti. V kmitočtové oblasti lze signál vyjádřit takto [7]: = sinc e, (7.3) kde T O je perioda obdélníkového signálu, ϑ je šířka pulzu, k je pořadí harmonické složky, Ω o je kmitočet obdélníkového signálu a φ O je počáteční fáze signálu. Nyní provedeme Fourierovu tranformaci a signál vyjádříme v časové oblasti: = sinc e e. (7.4) Obr. 7.1: Multiplexerem navzorkované vstupní signály Teď již lze napsat vztah pro výstupní signál vzniklý násobením vstupního signálu se signálem obdélníkovým: = sinc 2 2 + e sinc e. (7.5) Na výstupu multiplexeru pak dochází ke sčítání čtyř takto vzniklých signálů, pro výstup platí: =, +, +, +,. (7.6) Ve vztahu pro signál s OUT1(t) (7.5) je možné vidět složky odpovídající modulaci DSB. Jak je patrné, fáze těchto složek je závislá jak na fázi vstupního signálu, tak na fázi obdélníkového signálu, který vstupní signál násobí. Fázový posun obdélníkového signálu je zajištěn samotnou funkcí postupně se přepínajícího analogového Obr. 7.2: Výstupní spektrum za modulátorem Pokud bychom použili pouze dva vstupní signály a další dva by byly nulové, vznikne i tak kolem kmitočtu nosné spektrum SSB SC signálu. Nejbližší vyšší složky ve 58 4 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

spektru pak ale již budou na dvojnásobku kmitočtu nosné (vznikne zde DSB). V takovém případě by bylo nutné za modulátor zařadit strmější dolní propust, než je tomu v případě spínání všech 4 signálů. Úroveň potlačení nežádoucího pásma závisí na přesnosti fázových posunů vstupních signálů, na době sepnutí jednotlivých kanálů a na amplitudě vstupních signálů. Dobu sepnutí kanálů nemusíme uvažovat, budeme předpokládat, že multiplexor je schopen přepínat se mezi všemi čtyřmi kanály stejně rychle. Pak pro míru potlačení nežádoucího pásma platí vztah, nyní již bez odvození [8]: = 20 log, (7.8) kdev A a V B je dvojice signálu posunutých od sebe v ideálním případě o 90 vyjádřená v komplexním tvaru. Pokud uvažujeme čtyři vstupní signály, lze potlačení spočítat jako = 20 log 10 + 10, (7.9) kde K 1 a K 2 jsou hodnoty potlačení nežádoucího pásma spočítané pro dvě dvojice příslušných signálů podle vztahu (7.8). 7.3 Polyfázní síť Fázový posun o 90, 180 a 270 v celém rozsahu kmi- polyfázní RC točtů vstupního signálu lze zajistit pomocí sítě, někdy nazývané Gingellova [6]. Výstupní signály nejsou fázově posunuty vzhledem k vstupnímu signálu stále o konstatní hodnotu. Vzájemný fázový posun mezi signály je však stále udržován na požadovaných hodnotách. Polyfázní síť se skládá z několika RC segmentů, na Obr 7.3 je polyfázní síť skládající se ze tří segmentů. Čím víc segmentů síť má, tím lze dosáhnout přesnějších fázo- stranu vzrůstá vých posuvů napříč spektrem, na druhou vložný útlum. 7.3.1 Návrh polyfázní sítě [9] Obr. 7.3: Ukázka 3 segmentů polyfázní RC sítě. Nejprve je třeba stanovit kmitočtový rozsah, ve kterém musí být zajištěn přesný fázový posun. Signál DRM je generován na výstupu zvukové karty počítače v rozsahu 350 Hz až 2850 Hz. Pro výpočet polyfázní sítě byl zvolen f min = 200 Hz a f max = 3000 Hz. Pro počet potřebných segmentů platí tato pravidla: Při kmitočtovémm rozsahu jedné dekády je pro každých 10 db potlačení nežádoucího postranního pásma nutný jeden segment. Při každém zdvojnásobení f max je třeba při- Tomu odpovídá dat jeden segment. vztah = log + kde M je míra potlačení nežádoucího postranního pásma v db. Bylo zvoleno M = 70 db. Pak = log + = lo og Každý segment má všechny hodnoty rezistorů a kondenzátorů shodné velikosti. Časové konstanty jednotli- vých segmentů lze určit podle vztahu [9] =, kde N je počet segmentů, segmentů, tedy x = 1 N. V Tab. 7.1 jsou uvedeny vypočítané hodnoty R x a zvolené skutečné hodnoty rezistorů v řadě E24. Velikost kapacity kondenzátorů 10 nf byla zvolena. Hodnoty fx vyjadřují kmitočty, na kterých by u samostatně zapo- přesných požadova- jeného RC segmentu bylo dosaženo ných fázových posunů, fx = 1/(2πRC). Tab. 7.1: Vypočítané a zvolené hodnoty polyfázní sítě x Cx Rx fx nf Ω Hz, (7.9) + 1 10 79577 200,00119 82000 2 10 54047 294,47507 56000 3 10 36708 433,57018 36000 4 10 24931 638,38171 24000 5 10 16933 939,9099 16000 6 10 11500 1383,956 11000 7 10 7811 2037,5745 7500 8 10 5305 3000,0932 5100 = 7,58 ~ 8. (7.10) (7.11) x je indexace jednotlivých RxE24 Protože přesnost fázových posuvů na výstupu poly- hodnot součástek a tedy fázní sítě závisí na přesnosti i jejich toleranci, byla provedna v programu PSpice ana- tolerance rezistorů lýza Monte Carlo. Byly uvažovány 1% a kondenzátorů 5%. Analýza byla provedena pro 100 běhů. Na Obr. 7.4 je zobrazen výsledek analýzy pro posun mezi signály označené na Obr. 7.3 jako 0 a 90. Z obrázku je patrné, že přesnost fázového posunu takovéto sítě se pohybuje mezi ±5. Ω 58 5 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

Pro konstrukci opravdu přesné polyfázní sítě je vhodné použité součástky měřit a vybrat ty, které splňují zpřísněné požadavky. V grafu na Obr 7.5 jsou nakresleny fázové posuny mezi signály 0 a 90 realizované polyfázní sítě. Jinou možností je použít aktivní fázovací síť skládající se z fázovacích článků s operačními zesilovači [10]. Její výhodou je, že vstupní signál není utlumen. Při simulaci Monte Carlo ale byly výsledky horší než u pasivní sítě. Zapojení aktivní sítě je ukázáno na Obr. 7.6, výsledky simulace Monte Carlo při stejném nastavení jako při předchozí simulaci jsou zobrazeny na Obr. 7.7. Obr. 7.4: Simulace Monte Carlo pro pasivní RC polyfázní síť. φ[ ] 95 94 93 92 91 90 89 88 87 86 Vzájemný posun fáze mezi signály s1(t) a s2(t) 0 1000 2000 3000 4000 f [Hz] Obr. 7.5: Graf posunu fází mezi signály s1(t) a s2(t). 7.4 Realizace modulátoru Při realizaci byl použit analogový multiplexer 74CBTLV3253D, který svými parametry postačuje pro krátkovlnné aplikace. Kritickým parametrem je rychlost přepínání kanálů. Pokud uvažujeme nejvyšší kmitočet nosné 30 MHz, je kmitočet přepínání kanálů (tj. četnost změny na adresním vstupu multiplexeru) již 120 MHz, tzn. jeden kanál je sepnut po dobu 8,3 ns. Při realizaci se ukázalo, že potlačení nežádoucího postranního pásma závisí na kmitočtu nosné. Rychlost přepínání multiplexeru nemůže mít vliv na fázové posuny vstupních signálů ani nemůže ovlivňovat zesílení zesilovačů zapojených před multiplexerem, což bylo ověřeno i měřením. Důvod změny potlačení nežádoucího pásma je tak třeba hledat buď v samotném multiplexeru, nebo v zapojení klopných obvodů vytvářejících adresní vstupy pro multiplexer. Potlačení nežádoucího pásma v závislosti na kmitočtu je zobrazeno na Obr 7.8. Experimentálně bylo zjištěno, že změnou zesílení vstupních signálů (kdy tedy vstupní signály nejsou stejně velké), lze kompenzovat nepřesné fázové posuny. Nejlepší výsledek, jakého se podařilo dosáhnout, je zobrazen v následujícím grafu na Obr 7.9. 60 Potlačení nežádoucího pásma Obr. 7.6: Aktivní fázovací síť. potlačení [db] 50 40 30 20 10 0 0 5 10 15 20 25 f [MHz] Obr. 7.8: Potlačení nežádoucího pásma u modulace SSBSC. Obr. 7.7: Výsledky simulace Monte Carlo pro aktivní síť. Podle platné legislativy však musí být nežádoucí složky ve spektru pro vysílání na kmitočtech nižších jak 30 MHz potlačeny alespoň o 40 db [11]. Proto byla změněna koncepce vysílače. Byla opuštěna myšlenka přímosměšujícího vysílače do radiového kanálu a modulátor byl využit pro pevnou mezifrekvenci. 58 6 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

potlačení [db] 70 60 50 40 30 20 10 Potlačení nežádoucího pásma, při změně zesílení 0 0 5 10 15 20 25 f [MHz] Obr. 7.9: Potlačení nežádoucího pásma u modulace SSBSC při změně zesílení budících zesilovačů v případě prvního modulátoru i zde lze změnou zesílení jednotlivých větví před multiplexerem měnit potlačení těchto složek ve spektru. Tak lze dosáhnout stavu, že při vysílání do nízkých kmitočtových pásem v okolí mezifrekvence, je složka na mezifrekvenčním kmitočtu potlačena dostatečně, při vysílání do vyšších pásem se naopak zlepšuje potlačení druhého postranního pásma. To snižuje nároky na filtry, které jsou zařazeny za modulátorem. Spektrum po filtrování při vysílání na kmitočtu 28 MHz je uvedeno na Obr. 8.1. Na jednom kmitočtu totiž není problém dosáhnout dostatečného potlačení postranního pásma. Jako mezifrekvenční kmitočet byla zvolena frekvence 5 MHz. Spektrum mezifrekvenčního signálu kolem 5 MHz je zobrazeno na Obr 7.10. Potlačeno je horní postranní pásmo. Obr. 8.1: Spektrum po filtraci na výstupu 2. směšovače při směšování do pásma 28 MHz. Obr. 7.10: Spektrum okolo mezifrekvenčního kmitočtu 5 MHz, potlačeno je horní postranní pásmo. Uprostřed na f = 5 MHz je pronikající nosná, vlevo pak 1. a 2. harmonická modulačního signálu. 8 Druhý směšovač Pro druhé směšování byl zvolen stejný typ směšovače/modulátoru jako pro generování SSB SC signálu, tedy Tayloeův modulátor. V ideálním případě by po směšování byla ve výstupním spektru jedna složka, standardně na rozdílovém kmitočtu f generátor - f mf. Tomuto stavu se nejvíce blíží dvojitě vyvážené směšovače, které ve výstupním spektru potlačují jak vstupní signál, tak signál místního oscilátoru. Při porovnání vlastností dvojitě vyvážených směšovačů a Tayloeova modulátoru je vidět, že Tayloeův modulátor lze považovat za dvojitě vyvážený směšovač. Jeho výhodou oproti klasickým směšovačům je alespoň částečné potlačení druhé vznikající složky na kmitočtu f generátor + f mf. Nevýhoda naproti tomu je, že při nedokonalých fázových posunech signálů přiváděných na multiplexer, vznikají ve spektru různé kombinační složky. Stejně jako Před druhý směšovač je dále zařazena dolní propust s eliptickou aproximací, zvlněním v propustém pásmu 1 db a mezním kmitočtem 5,4 MHz, která odstraňuje nežádoucí složky ve spektru produkované prvním směšovačem na násobcích nosné. Vzhledem ke značné úzkopásmovosti mezifrekvenčního signálu lze nyní zkonstruovat polyfázní síť pouze jednostupňovou. Hodnota kondenzátorů byla zvolena 100 pf a hodnota odporů byla spočítána takto: = = 9 Pásmové propusti = 318 ~ 300. (8.1) Za blokem druhého směšovače je zařazena banka pásmových propustí. Má za úkol dostatečně potlačit všechny nežádoucí složky ve spektru vznikající ve směšovači. Většina složek je potlačena dostatečně, tedy alespoň o 40 db, některé však jsou příliš silné. Při vysílání na nižších kmitočtových pásmech (pásma 1,8 MHz, 3,5 MHz, 7 MHz) jsou to především složky na násobcích nosné, při vysílání na vyšších pásmech pak pronikající mezifrekvence. I přesto, že jsou ostatní složky potlačeny alespoň o zmíněných 40 db, je dobré spektrum vyčistit co nejvíce. Pro pásma 7, 14, 18, 21, 24 a 28 MHz byly navrženy a realizovány jednotlivé filtry typu pásmová propust, pro 58 7 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

pásma 1,8 a 3,5 MHz byla navržena jedna společná dolní propust. Dolní propust je navržena s eliptickou aproximací 5. řádu, nejvyšším zvlněním v propustném pásmu 0,05 db a mezním kmitočtem 4 MHz. Návrh a optimalizace byly provedeny, stejně jako u pásmových propustí, v programu Ansoft Designer. Obr. 9.1: Zapojení pásmových propustí. U všech pásmových propustí byla zvolena Čebyševova aproximace, zapojení filtrů je na Obr 9.1. Filtry jsou navrženy 3. řádu se zvlněním v propustném pásmu 0,02 db. Propustná pásma filtrů byla navržena tak, aby pásma, v nichž je možné provozovat digitální vysílání, byla propuštěna s co možná nejmenším útlumem. Šířka pásma ovlivňuje útlum filtru v propustném pásmu. Čím je šířka propustného pásma větší, tím menší útlum v propustném pásmu je. Proto je propustné pásmo vždy širší, než by bylo nezbytně nutné. Přepínání filtrů zajišťuje dvojice analogových multiplexerů FST3253 od firmy Fairchild. V sepnutém stavu má multiplexer odpor 4 Ω, podle simulací provedených v programu Ansoft Designer dojde vlivem vložení dvou těchto odporů ke zhoršení vložného útlumu o asi 1,2 db. Na Obr. 9.2 jsou naměřené kmitočtové charakteristiky pásmových filtrů. Obdélníkový nesymetrický výstup o úrovni, kterou jsou schopny zpracovat logické CMOS obvody. Dobrá teplotní stabilita kmitočtu. Dobrá časová stálost kmitočtu. Nízký fázový šum. Možnost jemného ladění, jednotky nebo desítky Hz. Posledním velmi důležitým parametrem je nejvyšší požadovaný kmitočet. Jeho hodnota je určena nejvyšším kmitočtem, na kterém bude vysílač pracovat, tedy 29,3 MHz. Protože po druhém směšování je využit směšovací produkt na kmitočtu f oscilátor f mf, je nutné ještě připočíst hodnotu mezifrekvenčního kmitočtu, která je 5 MHz. Nejvyšší požadovaný kmitočet oscilátoru pak tedy je = 4 á + = 4 29,3 + 5 = 137,2 MHz. (10.1) Tuto hodnotu lze snížit například tím, že pro vyšší kmitočtová pásma využijeme směšovacího produktu f oscilátor + f mf. Pak bude nejvyšší potřebný kmitočet oscilátoru = 4 á = 4 29,3 5 = 97,2 MHz. (10.2) Digitální modulace zpravidla využívají módu USB (Upper Side Band). Proto je při změně používaného směšovacího produktu potřeba také na mezifrekvenci změnit mód SSB SC modulace buď na USB, nebo LSB. To však díky popsaným vlastnostem směšovače nečiní obtíže, stačí změnit pořadí spínání kanálů mutliplexeru. Obr. 10.1: Blokové schéma Si570. Převzato z [12]. Obr. 9.2: Kmitočtové charakteristiky filtrů. 10 Místní oscilátor Tyto požadavky splňuje např. obvod Si570 firmy Silicon Laboratories, který byl vybrán. Obvod obsahuje vnitří krystalový oscilátor. Výstupní kmitočet je určen pomocí násobičky DCO a dvou děliček HS_DIV a N1. Z blokového schematu na Obr. 10.1 je patrné, že se jedná o určitou modifikaci PLL, firma prinicp označuje za technologii DSPLL [13]. Obvod se ovládá prostřednictvím sběrnice I 2 C. Místní oscilátor slouží k taktování druhého Tayloeova směšovače. Požadavky na něj kladené jsou uvedeny v následujícím přehledu: 58 8 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

11 Řízení vysílače Vysílač je možné ovládat dvěma způsoby pomocí místního ovládání rotačním enkodérem, kdy jsou informace zobrazovány na LCD displeji, nebo pomocí aplikace pro počítač, přičemž komunikace probíhá přes sběrnici USB. Vysílač je řízen mikrokontrolérem ATmega16 firmy Atmel. Hlavní úkoly, které musí mikrokontrolér plnit, jsou patrné z Obr. 11.1. Patří mezi ně především výpočet frekvence pro oscilátor, přepínání filtrů, obsluha displeje a komunikace přes sběrnice I 2 C a USB. alternativou pro klasickou filtrační metodu. Netradiční je použití modulátoru ve dvou stupních, kdy lze na mezifrekvenci dosáhnout dobrého potlačení postranního pásma. Druhé směšování sice kvůli nepřesným fázovým posuvům vytvoří ve spektru řadu nežádoucích složek, ty však lze jednoduše odfiltrovat pásmovými propustmi. Výsledkem vývoje je zařízení umožňující vysílání na všech krátkovlnných radioamatérských pásmech s laděním po desítkách Hz. 13 Poděkování PC Ovládání Displej USB Mikrokontrolér Přepínání filtrů Tento příspěvek vzniknul za podpory projektu CZ.1.07/2.3.00/20.0007 WICOMT, financovaného z operačního programu Vzdělávání pro konkurenceschopnost. I 2 C Si570 Obr. 11.1: Úkoly pro mikrokontrolér. Komunikace přes sběrnici USB je implementována do mikrokontroléru softwarově. Řešení je založeno na projektu V-USB [14]. Jedná se o levnou variantu, kdy po hardwarové stránce implementace zahrnuje pouze dvě Zenerovy diody a tři rezistory. Zařízení se přihlašuje k počítači jako zařízení třídy HID, není proto potřeba instalovat žádný ovladač, stačí pouze spustit obslužnou aplikaci. Toto řešení je vhodné pro malé přenosy dat, což právě řízení vysílače je. Obr. 11.2: Ovládací program pro PC. 12 Závěr Článek měl za úkol seznámit čtenáře alespoň ve stručnosti s perspektivním, a bohužel stále málo využívaným standardem DRM pro rozhlasové vysílání a jeho modifikací pro radioamatérský provoz. Byly popsány zásadní bloky pro sestavení vysílače DRM signálu pro krátkovlnná radioamatérská pásma. Důraz byl kladen především na zajímavou metodu získání signálu SSB SC Tayloeův modulátor, která může být 14 Literatura [1] ETSI ES 201 980. Digital Radio Mondiale (DRM);. Sophia Antipolis Cedex -FRANCE : European Telecommunications Standards Institute, 2009. 221 s. Dostupné z: http://www.drm.org/uploads/files/es_201980v0301 01p.pdf. [2] HamDream [online]. [cit. 2011-04-23]. DRM mode "HAM" specification. Dostupné z: http://www.qslnet.de/member/hb9tlk/drm_h.html. [3] Dream [online]. 2011 [cit. 2011-04-23]. Main page. Dostupné z: http://sourceforge.net/apps/mediawiki/drm/index. php?title=main_page. [4] BUCHANAN, Jasnon. N1SU [online]. 2005 [cit. 2011-04-23]. WinDRM - HF Digital Radio Mondiale. Dostupné z: http://n1su.com/windrm/. [5] TAYLOE, Dan, Ultra Low Noise, High Performance, Zero IF Quadrature. [online].2001, [cit. 2011-04- 23]. Dostupný z: http://www.norcalqrp.org/files/tayloe_mixer_x3a. pdf. [6] SUMMERS, Hans. HF Transmitters and Transceivers. The Radio Communication Handbook. 2009, s. 48. [7] ČÍŽ, Radim. Theory of communiation - Lecture #8: Pulse Modulation. [s.l.], 2010.18 s. Přednáška. FEKT VUT. [8] SCHMIDTH, Kevin. Phase-Shift Network Analysis and Optimization [online]. 1994 [cit. 2011-04-23]. Dostupné z WWW: 58 9 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012

<http://fermi.la.asu.edu/w9cf/articles/phase/phase. html>. [9] NIESSEN, Pim. Understanding and Designing Asymetric Polyphase Networks. 2006, 24 s. Dostupné z: http://traktoria.org/files/electronics/networks/poly phase_networks.pdf [10] Tonnesoftware [online]. 2007 [cit. 2011-04-30]. QuadNet. Dostupné z WWW: <http://www.tonnesoftware.com/quad.html>. [11] ČESKÝ TELEKOMUNIKAČNÍ ÚŘAD. Otázky včetně správných odpovědí pro písemné testy. 2005, 50 s. Dostupné z WWW: <http://www.ctu.cz/1/download/otazky_a_odpov edi_%20amaterske_zkousky.pdf> [12] Product Data Sheet. Si570/Si571: 10 MHz to 1.4 GHz I2C Programmable XO/VCXO. [s.l.] : [s.n.], 2011. 32 s. Dostupné z WWW: <http://www.silabs.com/support%20documents/t echnicaldocs/si570.pdf>. [13] Innovative DSPLL Technology [online]. 2011 [cit. 2011-12-19]. Silicon Labs. Dostupné z WWW: <http://www.silabs.com/products/clocksoscillators/ Pages/DSPLL.aspx> [14] V-USB: Virtual USB Port for AVR microcontrollers [online]. 2012 [cit. 2012-04-10]. Dostupné z: <http://www.obdev.at/products/vusb/index.html> 58 10 VOL.14, NO.5, OCTOBER 2012