EVROPSKÝ POLYTECHNICKÝ INSTITUT s. r. o. Digitální technika. Garant předmětu: Prof. Ing. Tomáš Dostál, DrSc.

Transkript

1 EVROPSKÝ POLYTECHNCKÝ NSTTUT s. r. o. Digitální technika Garant předmětu: Prof. ng. Tomáš Dostál, DrSc. Autoři textu: Doc. ng. Jaromír Kolouch, CSc. Prof. ng. Tomáš Dostál, DrSc. Kunovice

2 2 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice Jaromír Kolouch, Tomáš Dostál, 2008

3 Digitální technika 3 Obsah ÚVOD ZAŘAZENÍ PŘEDMĚTU VE STUDJNÍM PROGRAMU ANALOGOVÁ A ČÍSLCOVÁ TECHNKA MPULSOVÉ SGNÁLY....4 PŘENOS MPULSOVÉHO SGNÁLU ZÁKLADNÍ PASÍVNÍ PŘENOSOVÉ ČLÁNKY KONTROLNÍ OTÁZKY DODY A TRANZSTORY V MPULSOVÝCH OBVODECH POLOVODČOVÉ SPÍNACÍ DODY SCHOTTKYHO DODY SPÍNACÍ BPOLÁRNÍ TRANZSTORY Statické vlastnosti bipolárních spínacích tranzistorů Dynamické vlastnosti bipolárních spínacích tranzistorů Způsoby zrychlení spínacích procesů TRANZSTORY ŘÍZENÉ POLEM SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY ZÁKLADNÍ MPULSOVÉ OBVODY TRANZSTOROVÉ SPÍNAČE ZESLOVAČE MPULSOVÝCH SGNÁLŮ NAPĚŤOVÉ KOMPARÁTORY Princip funkce Jednoduché komparátory s diskrétními tranzistory Komparátory s komparačními zesilovači Shrnutí kapitoly KONTROLNÍ OTÁZKY KLOPNÉ OBVODY PRNCP A DĚLENÍ BSTABLNÍ KLOPNÝ OBVOD MONOSTABLNÍ KLOPNÝ OBVOD ASTABLNÍ KLOPNÝ OBVOD POUŽTÍ NTEGROVANÉHO ČASOVAČE SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY ZÁKLADNÍ POJMY ČÍSLCOVÉ TECHNKY LOGCKÉ PROMĚNNÉ ZÁKLADNÍ LOGCKÉ ČLENY A OPERÁTORY ČÍSLCOVÉ OBVODY A SYSTÉMY ČÍSELNÉ SOUSTAVY PŘEVOD DESÍTKOVÉHO ČÍSLA NA DVOJKOVÉ KÓDOVÁNÍ A DEKÓDOVÁNÍ KONTROLNÍ OTÁZKY KOMBNAČNÍ LOGCKÉ FUNKCE... 53

4 4 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice 6. ZÁKLADNÍ POJMY BOOLEOVA ALGEBRA ZPŮSOBY ZÁPSU A ZOBRAZENÍ KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH FUNKCÍ Zápis kombinačních logických funkcí pomocí pravdivostní tabulky Zápis kombinačních logických funkcí logickým výrazem Zobrazení kombinačních funkcí pomocí množinového diagramu Zobrazení kombinačních logických funkcí pomocí mapy Zobrazení logickými schématy s kombinačními logickými členy ZJEDNODUŠOVÁNÍ ZÁPSU KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH FUNKCÍ Minimalizace úplně určených funkcí Minimalizace neúplně určených funkcí Skupinová minimalizace SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY REALZACE KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH FUNKCÍCHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA 7. PŘEHLED REALZACÍ KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH FUNKCÍCHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. 7.2 REALZACE ZÁKLADNÍM KOMBNAČNÍM ČÍSLCOVÝM OBVODYCHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA Realizace součinovými a součtovými obvodychyba! Záložka není definována Realizace pomocí členů AND-OR-NVERTChyba! Záložka není definována. 7.3 POUŽTÍ MULTPLEXORŮ A DEMULTPLEXORŮ...CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. 7.4 DALŠÍ ZPŮSOBY REALZACE KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH FUNKCÍCHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. 7.5 SHRNUTÍ KAPTOLY 7...CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. 7.6 KONTROLNÍ OTÁZKY...CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. 8 HAZARDY U KOMBNAČNÍCH LOGCKÝCH OBVODŮ DEFNCE HAZARDU V OBVODU HAZARDY V DVOUSTUPŇOVÉ STRUKTUŘE Algebraický přístup Použití Karnaughových map pro analýzu hazardů ZPŮSOBY ZNEŠKODNĚNÍ HAZARDŮ SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY ZÁKLADNÍ PRVKY SEKVENČNÍCH SYSTÉMŮ ÚVOD JEDNODUCHÉ ASYNCHRONNÍ KLOPNÉ OBVODY Klopné obvody typu RS Klopný obvod typu RS se vzorkovacím vstupem Klopný obvod typu D se statickým řízením KLOPNÉ OBVODY DVOUSTUPŇOVÉ A ŘÍZENÉ HRANOU Dvoustupňový klopný obvod typu RS Dvoustupňový klopný obvod typu JK Dvoustupňový klopný obvod typu D Další typy klopných obvodů řízených hranou Vzájemný převod různých typů klopných obvodů řízených hranou... 99

5 Digitální technika REGSTRY SHRNUTÍ KAPTOLY PŘÍKLADY A KONTROLNÍ OTÁZKY KE KAPTOLE KONTROLNÍ OTÁZKY: ČÍTAČE A STAVOVÉ AUTOMATY ČÍTAČE ASYNCHRONNÍ BNÁRNÍ ČÍTAČ SYNCHRONNÍ ČÍTAČE Binární synchronní čítače Vratné binární čítače Dekadické synchronní čítače a synchronní čítače s jinými kódy ntegrované synchronní čítače vyráběné v řadě ZKRACOVÁNÍ CYKLU A NEPRACOVNÍ STAVY U ČÍTAČŮ STAVOVÉ AUTOMATY SHRNUTÍ KAPTOLY PŘÍKLADY KU KAPTOLE KONTROLNÍ OTÁZKY...28 GENERÁTORY PRAVOÚHLÝCH SGNÁLŮ V ČÍSLCOVÉ TECHNCE GENERÁTORY DGTÁLNÍ TECHNCE AUTONOMNÍ GENERÁTORY SPOUŠTĚNÉ GENERÁTORY SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY GENERÁTORY TVAROVÝCH KMTŮ ÚVOD ANALOGOVÉ GENERÁTORY ČÍSLCOVÉ GENERÁTORY SPECÁLNÍ NTEGROVANÉ OBVODY PRO STAVBU GENERÁTORŮ TVAROVÝCH KMTŮ SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY TECHNCKÁ REALZACE ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ PŘEHLED NTEGROVANÝCH ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ ŘADY TTL ŘADY CMOS OŠETŘENÍ NEVYUŽTÝCH VSTUPŮ ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ ZVLÁŠTNÍ TYPY VÝSTUPŮ ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ VAZBA MEZ ČÍSLCOVÝM OBVODY RŮZNÝCH ŘAD POŽADAVKY NA ROZVOD NAPÁJECÍHO NAPĚTÍ V ČÍSLCOVÝCH SYSTÉMECH VLASTNOST REÁLNÝCH SPOJŮ PŘEHLED VLASTNOSTÍ ČÍSLCOVÝCH NTEGROVANÝCH OBVODŮ KRTÉRA PRO VOLBU ŘADY ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ SHRNUTÍ KAPTOLY KONTROLNÍ OTÁZKY LTERATURA... 56

6 6 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice Seznam obrázků OBR..: REÁLNÝ MPULS A JEHO PARAMETRY.... OBR..2: KOMPENZOVANÝ DĚLČE NAPĚTÍ... 3 OBR..3: DĚLČ NAPĚTÍ S UVAŽOVÁNÍM VNTŘNÍHO ODPORU ZDROJE SGNÁLU OBR..4: DOLNÍ PROPUST RLC OBR. 2.: STUDUM DYNAMCKÝCH VLASTNOSTÍ DODY... 7 OBR. 2.2: PRACOVNÍ OBLAST BPOLÁRNÍHO TRANZSTORU OBR. 2.3: ZÁVSLOST PROUDOVÉHO ZESLOVACÍHO ČNTELE TRANZSTORU... 9 OBR. 2.4: MODEL TRANZSTOROVÉHO SPÍNAČE PRO ROZBOR DYNAMCKÉHO CHOVÁNÍ... 9 OBR. 2.5: ČASOVÉ PRŮBĚHY U A V TRANZSTOROVÉM SPÍNAČ OBR. 2.6: ZAPOJENÍ KE ZKRÁCENÍ SPÍNACÍCH ČASŮ OBR. 2.7: ODSTRANĚNÍ SATURAČNÍHO ZPOŽDĚNÍ ANTSATURAČNÍ DODOU OBR. 3.: SPÍNAČE ANALOGOVÉHO SGNÁLU OBR. 3.2: SPÍNAČ S TRANZSTOREM MOSFET OBR. 3.3: NTEGROVANÉ SPÍNAČE 406 A OBR. 3.4: NVERTOR U ČÍSLCOVÝCH NTEGROVANÝCH OBVODŮ CMOS OBR. 3.5: TRANZSTOROVÝ SPÍNAČ S NESETRVAČNOU ZÁTĚŽÍ OBR. 3.6: TRANZSTOROVÝ SPÍNAČ S NDUKTVNÍ ZÁTĚŽÍ A S OCHRANNOU DODOU OBR. 3.7: OCHRANA VSTUPU O PROT PRONKNUTÍ NEBEZPEČNÉHO NAPĚTÍ OBR. 3.8: TRANZSTOROVÝ ZESLOVAČ JAKO KOMPARÁTOR OBR. 3.9: DVOUSTUPŇOVÝ ZESLOVAČ JAKO KOMPARÁTOR OBR. 3.0: KOMPARAČNÍ ZESLOVAČ LM OBR. 3.: KOMPARÁTOR S KOPARAČNÍM ZESLOVAČEM OBR. 3.2: KOMPARÁTOR S OPERAČNÍM ZESLOVAČEM OBR. 3.3: SCHMTTŮV KLOPNÝ OBVOD OBR. 3.4: ZAPOJENÍ SCHMTTOVA KO PRO NTEGROVANÉ OBVODY OBR. 3.5: KOMPARÁTORY OBR. 4.: BSTABLNÍ KLOPNÝ OBVOD S ŘÍDCÍM TRANZSTORY OBR. 4.2: MONOSTABLNÍ KLOPNÝ OBVOD S TRANZSTORY OBR. 4.3: ČASOVÉ PRŮBĚHY VE ZNOVUSPUSTTELNÉM MKO... 4 OBR. 4.4: ZAPOJENÍ ASTABLNÍHO KLOPNÉHO OBVODU OBR. 4.5: KOMERČNĚ DOSTUPNÝ NTEGROVANÝ ČASOVAČ OBR. 4.6: KLOPNÉ OBVODY S ČASOVAČEM OBR. 5.: PŘÍKLAD OZNAČENÍ PROMĚNNÉ S AKTVNÍ ÚROVNÍ L OBR. 5.2: ZNAČKY LOGCKÝCH ČLENŮ OBR. 5.3: ELEKTRCKÉ OBVODY REALZUJÍCÍ ZÁKLADNÍ LOGCKÉ FUNKCE OBR. 5.4: ROZEPSÁNÍ DEKADCKÉHO ČÍSLA PO ŘÁDECH OBR. 5.5: ROZEPSÁNÍ BNÁRNÍHO ČÍSLA DO SOUČTOVÉHO TVARU OBR. 6.: LUSTRACE DEMORGANOVÝCH ZÁKONŮ OBR. 6.2: PŘEVODNÍK BNÁRNÍHO KÓDU NA KÓD DSPLEJE OBR. 6.3: MNOŽNOVÉ DAGRAMY OBR. 6.4: KARNAUGHOVA MAPA ODPOVÍDAJÍCÍ PRAVDVOSTNÍ TABULCE TAB OBR. 6.5: KARNAUGHOVA MAPA PRO DVĚ VSTUPNÍ PROMĚNNÉ OBR. 6.6: MNTERM A MAXTERM V KARNAUGHOVĚ MAPĚ... 6 OBR. 6.7: ZOBRAZENÍ A MNMALZACE FUNKCE E OBR. 6.8: FUNKCE SE DVĚMA MNMÁLNÍM SOUČTOVÝM TVARY OBR. 6.9: MNMALZACE FUNKCE (E), S VYUŽTÍM NEÚPLNOST JEJÍ DEFNCE OBR. 6.0: PŘÍKLAD FUNKCÍ MNMALZOVANÝCH SPOLEČNĚ OBR. 6.: MAPY FUNKCÍ URČENÝCH KE SKUPNOVÉ MNMALZAC OBR. 6.2: SOUČNY MNMALZOVANÝCH FUNKCÍ

7 Digitální technika 7 OBR. 6.3: SOUČNY S VYZNAČENÝM MPLKANTY...68 OBR. 6.4: VÝSLEDNÉ POKRYTÍ FUNKCÍ OBR. 7.: MAPA REALZOVANÉ FUNKCE (Y)... CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.2: REALZACE FUNKCE Y NA ZÁKLADĚ SOUČTOVÉHO ZÁPSU ( 7.3 )....CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.3: REALZACE FUNKCE Y NA ZÁKLADĚ SOUČNOVÉHO ZÁPSU ( 7.6 )...CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.4: SCHEMATCKÁ ZNAČKA OBVODU CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.5: SCHEMATCKÁ ZNAČKA MULTPLEXORU (74..5).CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.6: REALZACE FUNKCE E POMOCÍ MULTPLEXORU.CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.7: PŘEVODNÍK KÓDU BCD NA KÓD Z 0 TYPU CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.8: REALZACE FUNKCÍ Z AŽ Z 4 S VYUŽTÍM DEKODÉRU.CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 7.9: PRNCPÁLNÍ STRUKTURA PAMĚT PROM.CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. OBR. 8.: VZNK PARAZTNÍHO MPULSU PŘ STATCKÉM HAZARDU....8 OBR. 8.2: VZNK PARAZTNÍHO MPULSU PŘ DYNAMCKÉM HAZARDU....8 OBR. 8.3: ELEMENTÁRNÍ STRUKTURY S HAZARDEM OBR. 8.4: PŘÍKLAD OBVODU S HAZARDEM OBR. 8.5: MAPA FUNKCE S VYZNAČENÍM HAZARDU PŘ Y = OBR. 8.6: MAPA FUNKCE S VYZNAČENÍM HAZARDU PŘ Y = O OBR. 8.7: MAPA FUNKCE Y...86 OBR. 9.: ZESLOVAČ SE ZPĚTNOU VAZBOU...88 OBR. 9.2: ZPŮSOBY KRESLENÍ OBVODŮ TYPU RS SESTAVENÝCH Z ČLENŮ NOR OBR. 9.3: ZAPOJENÍ A FUNKČNÍ TABULKA KLOPNÉHO OBVODU RS Z ČLENŮ NOR OBR. 9.4: ČASOVÉ PRŮBĚHY SGNÁLŮ U OBVODU Z OBR OBR. 9.5: ZPŮSOBY KRESLENÍ OBVODU TYPU RS SESTAVENÝCH Z ČLENŮ NAND....9 OBR. 9.6: ZAPOJENÍ A FUNKČNÍ TABULKA KLOPNÉHO OBVODU RS Z ČLENŮ NAND....9 OBR. 9.7: ČASOVÉ PRŮBĚHY SGNÁLŮ U OBVODU Z OBR OBR. 9.8: ZAPOJENÍ A FUNKČNÍ TABULKA KO RS S PŘEDNOSTNÍM NASTAVENÍM...92 OBR. 9.9: KLOPNÝ OBVOD RS SE VZORKOVACÍM VSTUPEM...93 OBR. 9.0: ZAPOJENÍ KLOPNÉHO OBVODU TYPU D OBR. 9.: ČASOVÉ PRŮBĚHY U KLOPNÉHO OBVODU D SE STATCKÝM ŘÍZENÍM OBR. 9.2: DEFNCE PŘEDSTHU A PŘESAHU DATOVÉHO SGNÁLU...94 OBR. 9.3: DVOUSTUPŇOVÝ KLOPNÝ OBVOD TYPU RS OBR. 9.4: DVOUSTUPŇOVÝ KLOPNÝ OBVOD TYPU JK...96 OBR. 9.5: ODVOZENÍ ZPĚTNÉ FUNKČNÍ TABULKY KLOPNÉHO OBVODU TYPU JK...96 OBR. 9.6: DVOUSTUPŇOVÝ KLOPNÝ OBVOD TYPU D OBR. 9.7: ZAPOJENÍ DĚLČE KMTOČTU VSTUPNÍHO SGNÁLU DVĚMA...97 OBR. 9.8: SCHEMATCKÁ ZNAČKA KLOPNÉHO OBVODU OBR. 9.9: NÁHRADA KLOPNÉHO OBVODU T OBVODEM TYPU D OBR. 9.20: NÁHRADA KLOPNÉHO OBVODU TYPU JK OBVODEM TYPU D OBR. 9.2: KARNAUGHOVA MAPA PRO FUNKC D OBR. 9.22: ZAPOJENÍ OBVODU EMULUJÍCÍHO KO TYPU JK OBVODEM TYPU D OBR. 0.: ASYNCHRONNÍ BNÁRNÍ ČÍTAČ S ČASOVÝM PRŮBĚHY SGNÁLŮ OBR. 0.2: POSTUPNÝ PŘECHOD ASYNCHRONNÍHO ČÍTAČE ZE STAVU 5 DO OBR. 0.3: MODEL SYNCHRONNÍHO SYSTÉMU...06

8 8 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice OBR. 0.4: BNÁRNÍ SYNCHRONNÍ ČÍTAČ S PARALELNÍM PŘENOSEM OBR. 0.5: BNÁRNÍ SYNCHRONNÍ ČÍTAČ OBR. 0.6: ČÍTAČ SE VSTUPY ET A EP OBR. 0.7: ŠESTNÁCTBTOVÝ ČÍTAČ SLOŽENÝ ZE SEKCÍ SE STRUKTUROU Z OBR OBR. 0.8: VRATNÝ ČÍTAČ S ŘÍZENÍM SMĚRU ČÍTÁNÍ SGNÁLEM U/D... OBR. 0.9: VRATNÝ ČÍTAČ S HODNOVÝM SGNÁLY HRADLOVANÝM PŘENOSEM.... OBR. 0.0: MODEL SYNCHRONNÍHO SYSTÉMU S REGSTREM TYPU D OBR. 0.: PŘÍKLAD NEVHODNÉHO ZPŮSOBU ZKRÁCENÍ CYKLU ČÍTAČE OBR. 0.2: STAVOVÝ DAGRAM POPSUJÍCÍ DEKADCKÝ ČÍTAČ OBR. 0.3: ČÍTAČ S DEKODÉREM PRO ZOBRAZOVAČ JAKO STAVOVÝ AUTOMAT... 6 OBR. 0.4: STAVOVÝ DAGRAM DETEKTORU POSLOUPNOST BTŮ OBR. 0.5: ZAPOJENÍ DETEKTORU POSLOUPNOST BTŮ. REGSTR JE TYPU OBR. 0.6: ASYNCHRONNÍ DEKADCKÝ ČÍTAČ OBR. 0.7: CHARAKTERSTCKÉ PRŮBĚHY SGNÁLŮ U ČÍTAČE Z OBR OBR. 0.8: POMĚRY V ČÍTAČ NA KONC CYKLU ČÍTÁNÍ OBR. 0.9: SCHÉMA ČÍTAČE A POŽADOVANÉ PRŮBĚHY SGNÁLŮ OBR. 0.20: KLOPNÝ OBVOD TYPU JK OBR. 0.2: ZAPOJENÍ NAVRŽENÉHO ČÍTAČE OBR. 0.22: STAVOVÝ DAGRAM ČÍTAČE Z OBR OBR. 0.23: ZAPOJENÍ ANALYZOVANÉHO ČÍTAČE OBR. 0.24: STAVOVÝ DAGRAM ČÍTAČE Z OBR OBR. 0.25: STAVOVÝ DAGRAM POPSUJÍCÍ ČÍTAČ OBR..: GENERÁTOR SE DVĚMA NVERTORY OBR..2: GENERÁTOR SE SCHMTTOVÝM OBVODEM OBR..3: ČASOVÉ PRŮBĚHY SGNÁLŮ U ZNOVUSPUSTTELNÉHO MKO OBR..4: MKO VYTVOŘENÝ Z NTEGROVANÉHO OBVODU OBR..5: OBVOD PRO VYTVOŘENÍ KRÁTKÉHO MPULSU OBR. 2.: PRNCPÁLNÍ ZAPOJENÍ AUTONOMNÍHO GENERÁTORU TVAROVÝCH KMTŮ OBR. 2.2: ZAPOJENÍ TVAROVAČE TROJÚHELNÍKOVTÉHO NAPĚTÍ NA SNUSOVÉ OBR. 2.3: BLOKOVÉ SCHÉMA GENERÁTORU PRACUJÍCÍHO NA ČÍSLCOVÉM PRNCPU OBR. 3.: LOGCKÝ ČLEN NAND TTL STD OBR. 3.2: CHARAKTERSTKY NVERTORU TTL STD OBR. 3.3: STRUKTURA NVERTORU CMOS OBR. 3.4: CHARAKTERSTKY NVERTORU CMOS OBR. 3.5: SROVNÁNÍ ODBĚRU ŘADY TTL A CMOS OBR. 3.6: ZÁVSLOST ZPOŽDĚNÍ OBVODŮ ŘADY 4000 NA U DD OBR. 3.7: OCHRANA VSTUPŮ A VÝSTUPŮ O OBR. 3.8: PŘÍKLAD VYTVOŘENÍ NVERTORU Z OBVODU NOR A NAND OBR. 3.9: KRUHOVÝ OSCLÁTOR OBR. 3.0: LOGCKÝ ČLEN NAND TTL STD OBR. 3.: NAPĚŤOVÉ ÚROVNĚ V ZÁKLADNÍCH ŘADÁCH ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ OBR. 3.2: VAZBA MEZ OBVODY TTL A CMOS OBR. 3.3: PŘEHLED LOGCKÝCH ČLENŮ VYRÁBĚNÝCH JAKO NTEGROVANÉ OBVODY OBR. 3.4: RELACE MEZ VYRÁBĚNÝM MNOŽSTVÍM A CENOU ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ

9 Digitální technika 9 Seznam tabulek TAB. 2.: TAB. 5.: PRACOVNÍ OBLAST TRANZSTORU...8 ZÁKLADNÍ LOGCKÉ OPERACE...46 TAB. 6.: KOMBNAČNÍ LOGCKÉ FUNKCE JEDNÉ VSTUPNÍ PROMĚNNÉ...53 TAB. 6.2: KOMBNAČNÍ LOGCKÉ FUNKCE DVOU PROMĚNNÝCH...54 TAB. 6.3: NEJDŮLEŽTĚJŠÍ KOMBNAČNÍ LOGCKÉ FUNKCE DVOU PROMĚNNÝCH...54 TAB. 6.4: ZÁKONY PRO JEDNU PROMĚNNOU TAB. 6.5: ZÁKONY PRO VÍCE PROMĚNNÝCH...55 TAB. 6.6: PRAVDVOSTNÍ TABULKA PŘEVODNÍKU Z OBR TAB. 7.: TABULKA ZBYTKOVÝCH FUNKCÍ... CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. TAB. 7.2: PRAVDVOSTNÍ TABULKA PRO FUNKCE Z AŽ Z 4.CHYBA! ZÁLOŽKA NENÍ DEFNOVÁNA. TAB. 9.: AKTVNÍ ÚROVNĚ A TYP PŘEDNOST U KLOPNÝCH OBVODŮ RS...92 TAB. 9.2: DYNAMCKÉ PARAMETRY OBVODŮ TAB. 9.3: PŘEHLED NEJDŮLEŽTĚJŠÍCH TYPŮ SYNCHRONNÍCH KLOPNÝCH OBVODŮ TAB. 9.4: K ODVOZENÍ NÁHRADY KLOPNÉHO OBVODU TYPU T OBVODEM TYPU D...00 TAB. 9.5: K ODVOZENÍ NÁHRADY KLOPNÉHO OBVODU TYPU JK OBVODEM TYPU D...02 TAB. 0.: SROVNÁNÍ ASYNCHRONNÍCH A SYNCHRONNÍCH SYSTÉMŮ...07 TAB. 0.2: BNÁRNÍ KÓD TAB. 0.3: PŘEHLED NTEGROVANÝCH SYNCHRONNÍCH ČÍTAČŮ Z ŘADY TAB. 0.4: KÓDOVÁNÍ STAVŮ...9 TAB. 0.5: TABULKA AUTOMATU PRO DETEKTOR POSLOUPNOST BTŮ TAB. 0.6: TABULKA STAVŮ ANALYZOVANÉHO ČÍTAČE...26 TAB. 0.7: TABULKA STAVŮ NAVRHOVANÉHO ČÍTAČE...26 TAB. 3.: MAXMÁLNÍ DÉLKA SPOJŮ A TYPCKÁ DOBA TRVÁNÍ HRAN TAB. 3.2: CHARAKTERSTCKÁ MPEDANCE BĚŽNÝCH SPOJŮ TAB. 3.3: PŘEHLED VLASTNOSTÍ ZÁKLADNÍCH ŘAD ČÍSLCOVÝCH OBVODŮ...5

10 0 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice Úvod Cíle kapitoly: Seznámit studenty s obsahem předmětu a jeho zařazením ve studijním programu. Zopakovat a prohloubit znalosti studentů o druzích a parametrech impulsních signálů. O jejich průchodu základními pasivními články. Test předchozích znalostí. Vysvětlete, co je lineární a nelineární elektrický obvod a uveďte základní vlastnosti. 2. Vysvětlete co je analogový, impulsový a digitální (číslicový) signál a obvod. 3. Co je kmitočtová modulová a argumentová charakteristika obvodu? 4. Jaké znáte základní druhy tranzistorů? Na čem spočívá jejich funkce? 5. Definujte vlastnosti ideálního a reálného operačního zesilovače.. Zařazení předmětu ve studijním programu Tento učební text obsahuje nejdůležitější poznatky z (číslicové) digitální techniky, které jsou náplní stejnojmenného kursu, zařazeného ve druhém ročníku bakalářského studijního programu na EP v Kunovicích. Předmět Digitální technika přímo navazuje na Elektroniku, přednášenou v prvním ročníku studia. Pro jeho zvládnutí se předpokládá znalost základů elektrotechniky, elektroniky a základů matematiky. Dále pak znalost vlastností nejdůležitějších elektronických součástek (rezistory, kapacitory, diody, tranzistory) a základních metod řešení elektrických obvodů. Cílem předmětu je naučit studenty oboru Elektronické počítače základům teorie digitálních obvodů, způsobům zpracování a zobrazení informací v číslicové formě. Na tento předmět pak navazují další, více aplikační předměty (Architektura PC, Počítačové sítě, Programovací techniky). V první části navážeme na předchozí kurz analogových obvodů (Elektronika) a zaměříme se na zpracování impulsových signálů. Zde uvedeme základní poznatky o elektronických obvodech určených pro toto zpracování. Doplněny budou vlastnosti diod a tranzistorů ve spínaném pracovním módu. Uvedeny budou základní typy klopných obvodů. V navazující části věnované číslicové technice bude uvedena analýza a syntéza kombinačních logických obvodů, základních sekvenčních obvodů a subsystémů (klopné obvody, čítače, stavové automaty). Pozornost bude věnována také technické realizaci číslicových systémů a pravidlům pro práci s číslicovými obvody..2 Analogová a číslicová technika Číslicová (digitální) technika je mladý obor, k jehož rozvinutí přispěla elektronika. Nejznámější využití dosáhly elektronické počítače. Digitálně pracujících obvodů a systémů je však daleko více (např. digitální voltmetr, osciloskop, řídící systémy, televize atd.). Digitální obvody (DO) výlučně pracují s dvojkovými signály, které nabývají pouze dvou hodnot (log a log 0). V elektronickém obvodu je dvojkový signál charakterizován dvěma jednoznačnými stavy, což je důsledkem bezpečnějšího zpracování těchto signálů.

11 Digitální technika Zopakujme si, že signály jsou nositeli informací. V našem případě jsou elektrické povahy (napětí, proud). Zpracováváme je v příslušném elektrické obvodu. Signály rozlišujeme dle jejich průběhu: a) Analogové signály jejich průběh se spojitě mění v hodnotě i čase (většina fyzikálních veličin v přirozené formě). periodické harmonické signály, periodické neharmonické signály, impulsní signály, jednorázové signály. b) Signály kvantované, spojité v čase a diskrétní v hodnotě (nformace je přiřazena k signálu po předem stanovených malých změnách hodnot, skocích). c) Signály vzorkované, spojité v hodnotě diskrétní v čase. d) Signály diskrétní (v hodnotě i čase). e) Číslicové (digitální) signály, kdy diskrétnímu signálu je přiřazeno číslo (např. binární). Právě poslední skupina digitálních signálů a jejich zpracování ve specielních obvodech (DO) bude předmětem našeho zájmu. Ve vnitřní struktuře DO se však setkáváme i se signály impulsními. Příklad. Analogový a číslicový voltmetr. Porovnejte vlastnosti (přednosti a nedostatky) analogového a číslicového voltmetru. Při měření analogových fyzikálních veličin a jejich digitálním zpracování je zapotřebí obvod, který analogový údaj přemění na číslicový, nazývá se (A/D) analogově digitální převodník. Je součástí každého číslicového přístroje. Příklad.2 Princip A/D převodníku. Na ilustrativním obrázku vysvětlete princip činnosti A/D převodníku..3 mpulsové signály mpulsové signály jsou vláštním druhem analogových signálů. mpuls je krátkodobá relativní výchylka elektrické veličiny ze základní (ustálené, klidové) hodnoty (úrovně), do níž se po určité době představující šířku impulsu tato veličina opět vrací. mpulsy mohou mít různý tvar, např. pravoúhlý, exponenciální, dvojexponenciální, zvonovitý, Diracův atd. Zopakujte si definice těchto impulsů a jejich parametrů. x A 0,9 A A 0,5 A A 2 0,9 A 2 0, A 0 t č 0,5 A 2 t t 0, A 2 t t d t i Obr..: Reálný impuls a jeho parametry.

12 2 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice Příklad.3 Reálný impuls a jeho paranetry. Na Obr.. je reálný pravoúhlý impuls. Popište ho a definujte následující parametry: doba čela (t č ) [rise time (t r )], doba týlu (t t ) [fall time (t f )], doba hrany [edge time (t e )], zpoždění impulsu [delay time (t d )], pokles temene A [amplitude decay, dip]..4 Přenos impulsového signálu Pro zpracování impulsových signálů se používají přenosové obvody (články a soustavy) s lineárním nebo nelineárním charakterem. Lineární články určené pro zpracování impulsů propouštějí široké kmitočtové pásmo, ne však nekonečné. Omezení pásma způsobuje lineární zkreslení přenášeného signálu. Toto zkreslení je charakteristické kmitočtově závislým přenosem jednotlivých kmitočtových složek přenášeného signálu. Při tom nevznikají složky, které v signálu nebyly původně přítomny. V článcích, v nichž se projevují nelineární vlastnosti jejich prvků, dochází ke zkreslení nelineárnímu, přičemž dochází ke vzniku nových složek kmitočtového spektra přenášených signálů. Přenosové články mají nejčastěji přenos odpovídající dolní propusti (DP). Na DP s mezním kmitočtem f m (-3 db) ideální přivedeme pravoúhlý impuls s nulovými dobami hran. Na výstupu bude impuls s exponenciálními hranami (s nenulovou dobou t e ). Souvislost mezi dobou hrany impulsu (t e ) a mezním kmitočtem článku (f m ) resp. jeho časovou konstantou (τ) je dána vztahem t e = 0,35/f m = 2,2 τ. (. ) Bude-li mít i vstupní impuls nenulové doby hran t ei, pak můžeme přibližně určit dobu hran výstupního impulsu t eo jako geometrický součet doby t eo a t ei. Bude-li takový impuls procházet kaskádou lineárních článků, které se vzájemně neovlivňují, s mezními kmitočty f m až f mn, můžeme z hlediska přenosu impulsu přibližně nahradit jednotlivé články článkem jediným. Ten je charakterizován dobou t e t e t e + t e2 + t en..., kde t ej = 0,35/f mj, pro j =, 2,..., n. (.2 ) Při průchodu impulsového signálu lineárním přenosovým článkem se tedy doba hrany prodlužuje. Současně se hrana zpožďuje, a to přibližně o dobu časové konstanty τ. Některé přenosové články však nemohou přenést ani nízké kmitočty (např. derivační článek). To se projeví na poklesu temene přenášených impulsů. Složitější přenosové soustavy můžeme rozdělit na dílčí obvody, které mají nejčastěji charakter lineárního přenosového článku nebo zesilovače s omezením. Prochází-li impulsový signál řetězcem článků stejného charakteru, je možno stanovit jistá obecná pravidla pro jeho ovlivnění těmito články [ ]. Je-li impulsový signál přenášen nelineárními přenosovými články typu zesilovač s omezením, dochází také ke zpoždění impulsu, nedochází však k neomezenému prodlužování hran. Po průchodu několika článků se stejnými vlastnostmi se ustálí doba hrany na hodnotě vlastní doby hrany. Přenášená informace se tedy neztrácí bez ohledu na počet článků, jimiž signál prochází. Podmínkou však je, aby se zesilovač v důsledku příliš pomalé hrany vstupního signálu nerozkmital.

13 Digitální technika 3.5 Základní pasívní přenosové články V impulsových obvodech se setkáme s pasívními přenosovými články, které představují lineární obvody R, C, L prvního nebo druhého řádu. Zopakujme si nejprve vlastnosti integračního a derivačního článku RC, především jejich odezvu na skokový vstupní signál. Příklad.4 ntegrační článek RC. Nakreslete schéma integračního článku RC (DP.řádu), s uvažováním jisté odporové zátěže. Obvod zjednodušte a odvoďte jeho odezvu na skokový vstupní signál. Příklad.5 Derivační článek RC. Nakreslete schéma derivačního článku RC (HP.řádu), s uvažováním a) jisté odporové zátěže a vnitřního odporu zdroje skokového vstupního signálu, b) článek zatížený kapacitní zátěží. Obvod zjednodušte a odvoďte průběh výstupního napětí. deální dělič napětí složený čistě z rezistorů (R, R 2 ) je kmitočtově nezávislý, přenáší vstupní signál se zeslabením odpovídajícím dělicímu poměru. V reálném děliči jsou však vždy přítomny parazitní reaktanční prvky. Z nich má obvykle dominantní charakter kapacitní složka zátěže (C 2 na Obr..2), představující parazitní kapacitu spojů nebo vstupní kapacitu navazujícího obvodu. Dělič s kapacitní zátěží je totožný s integračním článkem, který je zatížen rezistorem. Tomu také odpovídají jeho vlastnosti při přenosu impulsového signálu. Přenos tohoto článku se blíží přenosu ideálního děliče napětí jen pro kmitočty signálu výrazně menší než je mezní kmitočet daný časovou konstantou, tj. f m = /(2π (R R 2 ).C 2 ). C u u ( t ) = U σ ( t ) U u - 2 d = R 2 R + R překompenzovaný dělič 2 R C 2 u R 2 u 2 d.u u ( a ) ( b ) Obr..2: Kompenzovaný děliče napětí. a) zapojení, b) příslušné časové průběhy signálů. nedokompenzovaný dělič Obvykle se snažíme, aby dělič přenášel signál v co nejširším kmitočtovém rozsahu bez zeslabení. Rozšíření přenášeného kmitočtového pásma můžeme dosáhnout kompenzací děliče, kdy paralelně k rezistoru R připojíme kompenzační kapacitor C, jak je naznačeno na Obr..2a. Tím zajistíme, že skoková změna napětí se na oba kapacitory rozdělí v poměru d C = C /(C + C 2 ). když se na první pohled zdá, že dělič je obvod 2. řádu, protože jsou v něm obsaženy dva kapacitory, jde o obvod. řádu, protože tyto kapacitory jsou po zkratování zdroje vstupního napětí spojeny paralelně. Proto probíhá přechodný děj podle exponenciály, jejíž počáteční bod má svislou pořadnici d C.U. V ustáleném stavu má napětí velikost d.u, kde d = R 2 /(R + R 2 ) je dělicí poměr odporové části děliče. V této výšce je tedy asymptota exponenciály představující průběh výstupního napětí. Platí-li d C = d, je počáteční hodnota tohoto napětí i asymptota ve stejné výšce a exponenciála se tedy redukuje na přímku, takže dostáváme ideální průběh výstupního napětí děliče. Jednoduchým výpočtem zjistíme, že tento stav nastává, platí-li R C = R 2 C 2. V tomto případě mluvíme o vykompenzovaném děliči. Je-li R C > R 2 C 2, je dělič překompenzovaný a skok přesahuje výšku ustáleného stavu, v opačném případě je dělič nedokompenzovaný a skoková změna nedosahuje k ustálenému stavu. V obou t

14 4 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice těchto případech se výstupní napětí k ustálenému stavu blíží podle exponenciální křivky s časovou konstantou danou paralelní kombinací rezistorů R, R 2 a kapacitorů C, C 2, jak je naznačeno na Obr..2b. Při použití děliče pro přenos impulsových signálů se obvykle snažíme, aby byl vykompenzovaný. R 0 C u U 0 u ( t ) = U σ ( t ) 0 0 u u - 2 d = překompenzovaný dělič R 2 R + R 2 u 0 R C 2 u u 2 R 2 d.u 0 u - 2 nedokompenzovaný dělič 0 ( a ) ( b ) Obr..3: Dělič napětí s uvažováním vnitřního odporu zdroje signálu. deální (okamžitý) skok napětí na vstupu děliče by však znamenal, že v okamžiku skoku se kapacitory musí nabít na hodnotu napětí danou poměrem d C. V takovém případě by obvodem musel protékat velmi vysoký, teoreticky nekonečný proud. To samozřejmě není ve skutečnosti možné. Nejjednodušší představu o skutečných poměrech dává model, kdy je tento proud omezen vnitřním odporem zdroje vstupního signálu (případně s odporem přívodních vodičů), jak je to nakresleno na Obr..3a. V tomto případě je již dělič skutečně obvodem 2. řádu. Přechodný děj pak můžeme přibližně řešit rozkladem na rychlou a pomalou část děje (Obr..3b). Krátce po skoku napětí u 0 jsou kapacitory C, C 2 nenabité a lze zanedbat proud protékající rezistory R, R 2. Je-li odpor R 0 malý proti odporům R a R 2, můžeme rezistory R a R 2 pro rychlou část děje zanedbat a článek pokládat za integrační článek. Napětí u bude exponenciálně růst k hodnotě U 0, jak je nakresleno na Obr..3b tečkovanou čarou. Výstupní napětí u 2 pak rychle vzroste k hodnotě dané dělicím poměrem kapacitní části děliče. Tato hodnota představuje počáteční hodnotu pro pomalou část děje, během níž se potom napětí u 2 exponenciálně blíží s časovou konstantou danou paralelní kombinací rezistorů R, R 2 a kapacitorů C, C 2 k ustálené hodnotě dané dělicím poměrem d odporové části děliče. Při řešení děliče jsme uvažovali jen dominantní parazitní kapacitu zátěže. Na jeho chování však mají vliv i další parazitní jevy. Zejména to jsou indukčnosti propojovacích vodičů, které ovlivňují rychlou část přechodného děje a způsobují vznik zákmitů. t R L u u ( t ) = U σ ( t ) Q > 0,5 u U Q = 0,5 Q < 0,5 C u 2 u ( t ) 2 0 ( a ) ( b ) Obr..4: Dolní propust RLC. a) zapojení, b) odezva na skok vstupního napětí. Vznik zákmitů si ukážeme na dolní propusti RLC 2. řádu uvedené na Obr..4. Napěťový přenos tohoto článku je t

15 Digitální technika 5 U 2( s) /( sc) = = U ( s) R + sl + /( sc) s 2. LC + src + (.3 ) Při zavedení běžně známých parametrů ω 0 = / LC, Z 0 L C 0 /R můžeme napsat přenos ve tvaru 2 U 2( s) ω0 N( s) = =. 2 2 U ( s) s + s( ω / Q) + ω D( s) (.4 ) 0 0 Jmenovatel D(s) představuje charakteristickou rovnici obvodu D(s) = 0. Její kořeny pak jsou ω 0 2 s, 2 = ( ± 4Q ). 2Q (.5 ) Pro Q < 0,5 jsou kořeny reálné, takže odezva na skok vstupního napětí je dvojexponenciála. Čím menší je hodnota Q, tím pomalejší je vzrůst čela výstupního skoku. Pokud požadujeme, aby impulsy přenášené článkem byly co nejméně zkresleny, volíme vyšší hodnoty činitele Q. Zvětší-li se však jeho hodnota nad 0,5, stávají se kořeny charakteristické rovnice komplexními, takže odezva má kmitavý charakter. Připustíme-li malý překmit, volíme obvykle hodnoty činitele Q v rozsahu 0,5 až 0,7. Charakteristická rovnice je stejná i pro jiné články RLC 2. řádu, s nimiž se obvykle setkáme. Proto jsou pro tyto články stejné i základní vlastnosti, které z ní vyplývají, zejména hraniční hodnota Q = 0,5 mezi kmitavou a aperiodickou odezvou..6 Kontrolní otázky ) Nakreslete a definujte pravoúhlýimpuls. 2) Nakreslete a definujte exponenciální a dvouexponenciální impuls. 3) Nakreslete a definujte Diracův impuls. 4) Jak se kumuluje doba hrany a zpoždění při průchodu impulsového signálu několika lineárními články? 5) Jakým způsobem se tyto parametry ovlivňují při průchodu impulsového signálu několika stejnými články s nelineárním charakterem zesilovače s omezením?

16 6 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice 2 Diody a tranzistory v impulsových obvodech Cíle kapitoly: Zopakovat a prohloubit znalosti studentů o vlastnostech polovodičových součástek, které jsou důležité pro jejich použití v obvodech pro generování, zpracování a přenos impulsových signálů. Seznámit je s dynamickými vlastnostmi diod a spínacích tranzistorů. Test předchozích znalostí. Nakreslete schematickou značku a statickou (A-V) charakteristiku diody. Pojmenujte a popište její typické oblasti. 2. V jakých a jak definovaných pracovních oblastech mohou pracovat bipolární tranzistory, v závislosti na napětí na svých přechodech. 2. Polovodičové spínací diody Statické vlastnosti. Pro rychlé impulsové obvody se nejčastěji používají spínací křemíkové diody, u kterých v propustném směru jsou obvykle dovolené proudy stovky miliampérů a v nepropustném směru nanoampéry. S rostoucí teplotou však tento proud rychle stoupá. Pro teploty do 50 o C je možno tento proud zanedbat. V propustném směru je i d nepatrný až do u d 0,4 V. Pak začíná i d rychle růst, přibližně při přírůstku napětí 60 mv se zvětší na desetinásobek. Růst proudu je tedy exponenciální. To však platí pouze tehdy, je-li proud určen charakteristikou přechodu P-N. Zvětší-li se proud na hodnotu zhruba o řád menší než je největší dovolený proud v propustném směru, začnou se uplatňovat odpory přívodů k tomuto přechodu. Charakteristika diody se zde proto blíží přímce. Mezní hodnoty napětí v závěrném směru bývají obvykle řádu desítek až stovek voltů. Teče-li křemíkovou diodou v propustném směru proud s hodnotou o jeden až dva řády menší než je mezní hodnota tohoto proudu (to je rozsah obvyklých pracovních hodnot proudu), můžeme při teplotách přechodu P-N blízkých 20 o C počítat s napětím na diodě v rozsahu 0,5 až 0,7 V. Toto napětí se značně mění s teplotou přechodu. Jeho teplotní koeficient bývá v rozsahu -2 až -4 mv/ o C, napětí tedy klesá s rostoucí teplotou. Při proudech řádově blízkých mezní hodnotě bývá napětí na diodě v propustném směru kolem až,5 V. Dynamické vlastnosti. Napětí na diodě a proud jí protékající jsou v souladu se statickou charakteristikou diody pouze v ustáleném stavu, případně při pomalých změnách. Při rychlejších změnách, které jsou charakteristické pro impulsové aplikace, se projevují odchylky především při přechodu napětí na diodě ze závěrného směru do propustného a naopak. Typické jevy při těchto změnách můžeme posoudit pomocí zkušebního zapojení na Obr. 2.a. Při přechodu diody ze závěrného směru do propustného směru je charakter přechodného děje různý podle velikosti proudu, který se diodou protlačuje (Obr. 2.b). Předpokládejme, že se napětí u 0 skokově mění na hodnotu mnohem větší než V, takže můžeme zdroj napětí u 0 s rezistorem R pokládat za zdroj proudu. Je-li vnucovaný proud o více řádů menší než je mezní hodnota proudu v propustném směru, má převažující vliv kapacita diody a průběh napětí na diodě odpovídá průběhu na integračním článku RC. Blíží-li se však vnucovaný proud mezní hodnotě, převažují jevy související se setrvačností vzniku a zániku nosičů náboje v přechodu P-N a na diodě se po změně napětí objeví napěťová špička připomínající chování derivačního článku. Velikost této špičky může být několikanásobně větší, než je napětí na diodě v ustáleném stavu.

17 Digitální technika 7 u 0, u D u 0 u 0 R i D u D 0 V 0 u D R = 00 Ω R = 0 k Ω 0 t t 0 u 0 u D 0 t a) b) c) Obr. 2.: Studium dynamických vlastností diody. a) Zkušební obvod pro sledování dynamických vlastností diody. b) Přechodný děj při přechodu do propustného směru diody. c) Přechodný děj při přechodu do závěrného směru diody. Při přechodu diody z propustného do závěrného směru se projevuje setrvačnost v zániku nosičů náboje. Tím se napětí na diodě po změně polarity zdroje mění do závěrného směru jen postupně. Dioda dodává po určitou dobu do obvodu energii nahromaděnou v nosičích náboje a pomáhá tak zdroji protlačovat proud rezistorem R (Obr. 2.c). Teprve poté, co se náboje vyčerpají jak tímto procesem tak rekombinací, přejde napětí na diodě do závěrného směru - dioda se zotaví a proud v obvodu poklesne na hodnotu danou statickou charakteristikou diody. V technických listech diod se udává hodnota doby zotavení diody t rr, za kterou proud v obvodu poklesne na definovanou úroveň, obvykle na desetinu počáteční hodnoty. Rychlé spínací diody mívají doby zotavení řádově v nanosekundách. i D t rr t 2.2 Schottkyho diody V impulsové a digitální technice se často setkáme se Schottkyho diodami s přechodem kov-polovodič, jejichž napětí v propustném směru je menší než u křemíkových diod s přechodem P-N. Toto napětí u Schottkyho diod bývá 0,2 až 0,4 V, obvykle však u těchto diod bývá větší odpor materiálu přívodů. Přechodné procesy při komutaci Schottkyho diod bývají mnohem kratší než u odpovídajících diod s přechodem P-N, jejich zotavovací doba je nepatrná. Schottkyho diody mívají menší dovolené napětí v nepropustném směru než běžné diody, obvyklé hodnoty jsou několik desítek voltů. 2.3 Spínací bipolární tranzistory Označení spínací se užívá pro tranzistory, které mají v katalogovém listu udány parametry důležité pro spínací aplikace. Parametry těchto tranzistorů důležité pro jejich použití například v nízkofrekvenčních zesilovačích u těchto tranzistorů bývají rovněž udávány, takže zhruba můžeme říci, že u spínacích tranzistorů je udáváno více parametrů než u běžných tranzistorů. Ve spínacích aplikacích se používají tranzistory bipolární a unipolární. Bipolární tranzistory jsou dosud používány častěji (především z cenových důvodů), a proto jejich vlastnosti probereme podrobněji. Principy vysvětlené u těchto tranzistorů však platí i pro tranzistory unipolární, zejména pokud jde o jejich dynamické vlastnosti.

18 8 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice 2.3. Statické vlastnosti bipolárních spínacích tranzistorů V závislosti na napětí na svých přechodech mohou tranzistory pracovat ve čtyřech pracovních oblastech, uvedených v následující Tab. 2. Tab. 2.: Pracovní oblasti tranzistoru přechod: směr polarizace: název pracovní oblasti: báze emitor nepropustný zahrazení báze kolektor nepropustný báze emitor propustný aktivní oblast báze kolektor nepropustný báze emitor propustný oblast nasycení (saturace) báze kolektor propustný báze emitor báze kolektor nepropustný propustný inverzní oblast První tři oblasti můžeme znázornit ve výstupních (kolektorových) charakteristikách tak, jak je to ukázáno na Obr Oblast zahrazení je shora omezena charakteristikou pro nulové napětí mezi bází a emitorem. Z praktického hlediska je tato charakteristika u běžných křemíkových tranzistorů téměř totožná s charakteristikou pro nulový proud báze. Na Obr. 2.2 je tato oblast naznačena symbolicky, její výška je ve skutečnosti nepatrná a nepřekrývá se s oblastí nasycení. i C oblast nasycení i C i B i B u BE u CE aktivní oblast Obr. 2.2: Pracovní oblasti bipolárního tranzistoru. 0 oblast zahrazení U tranzistorů používaných v logických obvodech není hlavním účelem dosažení velkého proudového zesílení, ale spíše realizace logické funkce, např. inverze signálu a ta se zajistí i při malých kolektorových proudech. Pak v oblasti nasycení je napětí na kolektoru menší než napětí na bázi. To umožňuje ve spínacích aplikacích, např. v klopných obvodech, používat mezi spínači s křemíkovými tranzistory přímou vazbu bez dalších prvků. To je velká výhoda křemíkových tranzistorů ve srovnání s tranzistory z jiných materiálů. Tento vztah mezi napětími však již nemusí platit pro větší hodnoty kolektorových proudů. V aktivní oblasti je proudový zesilovací činitel přibližně konstantní pouze pro určité pásmo velikosti kolektorového proudu. Zesilovací činitel výrazně klesá (o řád i více), přibližuje-li se kolektorový proud tranzistoru své mezní hodnotě CM nebo také při velmi malých kolektorových proudech. Typický průběh tohoto činitele v závislosti na kolektorovém proudu je nakreslen na Obr Obvykle značíme statickou hodnotu zesilovacího činitele symbolem β, diferenciální hodnotu pak symbolem h 2. i = B 0 u CE

19 Digitální technika 9 β Obr. 2.3: Závislost proudového zesilovacího činitele tranzistoru. C / CM Přípustné napětí mezi kolektorem a emitorem závisí výrazně na odporu zapojeném mezi bázi a emitorem tranzistoru. Je-li tento odpor velký, je toto dovolené napětí menší než při jeho malé hodnotě. Při zvýšení napětí na bázi nad určitou mez dojde k tzv. prvnímu průrazu tranzistoru. Je-li proud kolektoru omezen například sériovým rezistorem, nemusí tento průraz vést k destrukci tranzistoru, pokud nedojde k jeho přehřátí. Při překročení jisté hodnoty kolektorového proudu se však ve struktuře tranzistoru vytvářejí horká místa, do nichž se koncentruje proud, a tak dochází k druhému průrazu tranzistoru, při němž je obvykle protavena jeho báze a tranzistor má pak zkrat mezi kolektorem a emitorem. Druhý průraz zpravidla vede ke zničení tranzistoru. Jakýkoliv průraz, tedy i nedestruktivní první průraz, však může podporovat degradační procesy v tranzistoru, takže se obecně snažíme průrazům předcházet. U CC R C i a C CB i B i C C CE i u CE G R BE u C BE BE 0 V Obr. 2.4: Model tranzistorového spínače pro rozbor dynamického chování Dynamické vlastnosti bipolárních spínacích tranzistorů Dynamické procesy v tranzistoru budeme demonstrovat na modelu tranzistorového spínače na Obr S výjimkou procesů probíhajících v tranzistoru ve stavu nasycení jsou setrvačné jey ve spínači způsobeny parazitními kapacitami C CB, C BE a C CE. Při zjednodušení je uvažujeme jako lineární. Vedle mezielektrodových kapacit do nich zahrneme i parazitní kapacity spojů. Dále předpokládáme, že přechod báze-emitor má charakter ideální diody s pravoúhlou charakteristikou, přičemž napětí v propustném směru na tomto přechodu je U γ (jeho hodnota je kolem 0,65 V). Zanedbáme také saturační napětí tranzistoru. V klidovém stavu dodává generátor budicího proudu na vstupu proud, který obecně nemusí být nulový (na Obr. 2.5 je kreslen jako záporný s hodnotou G0 ). V ustáleném stavu teče celý tento proud rezistorem R BE a vytváří na něm napětí U BE0 = G0 /R BE (na Obr. 2.5 záporné). Tranzistor je v oblasti zahrazení. Po příchodu čelní hrany impulsu proudu i G se nejprve nabíjejí kapacitory C BE a C CB. Doba po příchodu čela impulsu budicího proudu, kdy je přechod báze-emitor polarizován v nepropustném směru a kdy se nabíjejí kapacity v uzlu báze, se nazývá zpoždění při zapnutí. Tato doba bývá obykle zanedbatelná ve srovnání s

20 20 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice ostatními spínacími časy. Dosáhne-li napětí u BE hodnoty U γ, přestane se toto napětí i proud i a měnit. Proud i a, který má nyní hodnotu a = G - U γ /R BE, začne otevírat tranzistor, který přechází do aktivní oblasti. Začíná čelo impulsu kolektorového proudu. Pro jednoduchost zanedbejme nyní účinek kapacitoru C CE. Kolektorový proud tranzistoru způsobuje úbytek napětí na rezistoru R C, takže napětí na kolektoru klesá. To však způsobuje, že část proudu i a = a teče kapacitorem C CB do kolektorového uzlu a pouze zbytek teče do báze tranzistoru. Napětí na kolektoru tedy klesá pozvolna, jak to dovoluje nabíjení kapacitoru C CB (ve skutečnosti je tento pokles ještě zpomalován vybíjením kapacitoru C CE, což však obvykle není příliš významné). Je-li napětí na přechodu báze-emitor podle předpokladu konstantní, je růst kolektorového proudu dán exponenciálou s časovou konstantou τ a (jde o obvod. řádu). Asymptota této exponenciály je v úrovni proudu Cs = B s a. Napětí na kolektoru tranzistoru klesá úměrně rostoucí hodnotě kolektorového proudu. i G G 0 t G0 i a, i B 0 a = B i B Bz i B t u BE U γ 0 t U BE0 Cs i C τ s (fiktivní proud) C τ s τ a (skutečný proud) τ a 0 Cz t U CC u CE U CET okamžik zániku proudu i C 0 Obr. 2.5: Časové průběhy u a i v tranzistorovém spínači. t V okamžiku, kdy toto napětí dosáhne hodnoty saturačního napětí, končí čelo impulsu kolektorového proudu a tranzistor přechází do stavu nasycení. Kapacitory C BE a C CB se přestanou nabíjet a proud báze skokově vzroste na hodnotu proudu a (v ustáleném stavu je a = B ). Napětí ani proudy v obvodu se dále nemění, ale v tranzistoru probíhá přerozdělování náboje, které si můžeme představit jako růst fiktivního kolektorového proudu na hodnotu Cs. Přibližně můžeme uvažovat, že růst fiktivního proudu je exponenciální s časo-

21 Digitální technika 2 vou konstantou τ s, která je určena vlastnostmi tranzistoru a může být (obvykle je) odlišná od časové konstanty τ a. Při příchodu týlové hrany impulsu budicího proudu nejprve musí poklesnout fiktivní kolektorový proud na hodnotu, která skutečně kolektorem teče (je to C = U CC /R C ). Tento pokles lze opět charakterizovat exponenciálou s časovou konstantou τ s. Doba potřebná k tomuto poklesu se nazývá saturační zpoždění. Asymptota exponenciály charakterizující pokles fiktivního proudu je určena proudem báze tranzistoru Bz = G0 - U γ /R BE (tento proud je i při nulovém proudu G0 záporný, je-li R BE < ), a příslušná asymptota leží na úrovni Cz = B s Bz. Během saturačního zpoždění se napětí na elektrodách tranzistoru mění jen nepatrně. Napětí na bázi tranzistoru je v této době kladné a jeho hodnota je blízká hodnotě U γ, i když se z báze proud odsává. Proces probíhající v době saturačního zpoždění tranzistoru můžeme přirovnat k procesu zotavení diody. Poměr Cs / C je označován jako činitel přesycení tranzistoru. Jakmile fiktivní kolektorový proud dosáhne hodnoty skutečného kolektorového proudu, přechází tranzistor opět do aktivní oblasti. Saturační zpoždění končí a začíná týl impulsu kolektorového proudu. Mechanismus vytváření týlu impulsu je shodný s mechanismem vytváření čela impulsu. Napětí u CE začíná růst, takže kapacitor C CB do uzlu báze dodává proud, jehož působením neklesá kolektorový proud skokově, ale postupně. Průběh týlové hrany je exponenciální s časovou konstantou τ a a s asymptotou na úrovni Cz. Týlová hrana končí dosažením nulové hodnoty kolektorového proudu (v případě, že R BE =, je proud Cz nulový, kolektorový proud se blíží asymptoticky nulové hodnotě a týl teoreticky nikdy nekončí, prakticky však v tomto případě za konec týlu obvykle považujeme okamžik poklesu proudu na hodnotu 0, C ). Průběh napětí u CE je při zanedbání vlivu nabíjecího a vybíjecího proudu kapacitorů C CE a C CB zrcadlovým obrazem průběhu proudu i C. Tento vliv však může být podstatný, je-li strmost hrany proudu velká, a to zejména u týlové (vzestupné) hrany napětí u CE, kdy v okamžiku zániku proudu i C teče do zmíněných kapacitorů proud vytvářející úbytek napětí na rezistoru R C. V tomto okamžiku je tedy napětí u CE nižší než U CC, a to tím více, čím strmější je týlová hrana a tedy i nabíjecí proud těchto kapacitorů. Týlová hrana napětí u CE tedy v okamžiku zániku proudu i C nekončí, a toto napětí pak roste na hodnotu U CC podle exponenciály s časovou konstantou R C.(C CE + C CB ). Je-li kapacita C CE dostatečně velká nebo je-li strmost týlové hrany kolektorového proudu vysoká, což bývá při malé hodnotě odporu R BE, případně při přídavném odsávání proudu z uzlu báze (je-li proud G0 záporný), může být doba týlové hrany napětí u CE výrazně delší než doba hrany proudu. Na Obr. 2.5 je čárkovaně nakreslen průběh proudu kolektoru, plnou čarou je zachycen průběh i s uvažováním vlivu nabíjení kapacit kolektorového uzlu Z Obr. 2.5 by se mohlo zdát, že saturační zpoždění je ve srovnání s dobou týlu impulsu kolektorového proudu malé. To však platí jen tehdy, je-li proud Cs jen o málo větší než proud C, tedy pro nevelké hodnoty činitele přesycení. Ve skutečnosti však bývá hodnota tohoto činitele mnohem větší než a saturační zpoždění pak často bývá dominantní. Pro určení doby čela a týlu impulsu kolektorového proudu a napětí má základní význam velikost časové konstanty τ a, kterou můžeme ovlivnit volbou parametrů prvků spínače a jeho konstrukcí Způsoby zrychlení spínacích procesů Pro dosažení krátké doby čela a týlu impulsu kolektorového proudu je třeba udržet malé hodnoty časových konstant a zvolit vhodné parametry budicího obvodu. Zmenšením hodnoty odporu R C při stejném napájecím napětí zvyšujeme odběr proudu z napájecího zdroje, je tedy

22 22 Evropský polytechnický institut s. r.o, Kunovice nutno zvolit určitý kompromis. Dále je třeba věnovat pozornost parazitním kapacitám, zvláště kapacitě C CB, kterou je vhodné minimalizovat například stíněním i za cenu určitého zvýšení kapacity C CE. Volbou malé hodnoty odporu R BE podporujeme odsávání proudu z uzlu báze v době týlové hrany. Čelní hranu je dále možno zkrátit volbou velké výšky impulsu proudu báze, tedy zvýšením činitele přesycení. Pokud se však neprovede současně jiné opatření, zvětšuje se tím saturační zpoždění. Pro zlepšení obou časů je možno použít zapojení podle Obr Při skokové změně napětí u G je proud báze určen odporem R B, v ustáleném stavu je dán součtem odporů obou rezistorů. Proudové špičky při přepínání urychlují spínací procesy. C u G,i B u G R B u R B2 G i B i B 0 t ( a ) ( b ) Obr. 2.6: Zapojení ke zkrácení spínacích časů. a) Obvod RC v bázi tranzistoru, b) časové průběhy napětí a proudu. když je možno zapojením podle Obr. 2.6 snížit saturační zpoždění, jeho úplné vyloučení by bylo možné jen nastavením odporu v bázi tranzistoru podle proudového zesilovacího činitele použitého tranzistoru, který bývá u určitého typu tranzistoru proměnný v dosti širokých mezích. To je pro běžné účely příliš pracné a nelze tak postihnout změny tohoto činitele vlivem teploty nebo stárnutí. Tam, kde je dosažení krátkých spínacích dob důležité, používá se zapojení podle Obr D B u R G Obr. 2.7: Odstranění saturačního zpoždění antisaturační diodou. Pokud by byla antisaturační dioda D ideální a měla nulový úbytek napětí v propustném směru, nedovolila by, aby v nasycení pokleslo napětí na kolektoru tranzistoru pod napětí báze. Není-li proud kolektoru sepnutého tranzistoru příliš velký, poklesne napětí na kolektoru při saturaci pod napětí báze, jak bylo uvedeno dříve. Dioda D pak odčerpá přebytečný proud z uzlu báze a nedovolí, aby tranzistor přešel do oblasti nasycení. Na druhé straně však kapacita této diody zvyšuje kapacitu C CB, čímž zvyšuje časovou konstantu τ a. Podmínkou pro správnou funkci tohoto zapojení je, aby napětí v propustném směru na antisaturační diodě bylo menší než je rozdíl napětí na bázi a kolektorovým napětím tranzistoru v nasycení při příslušném proudu kolektoru. Proto se jako antisaturační diody používají nejčastěji Schottkyho diody, které mají menší úbytek napětí v propustném směru než křemíkové diody a mají rovněž příznivé dynamické vlastnosti. Použití antisaturačních diod ve spínačích sestavených z diskrétních součástek může být z výše uvedených důvodů problematické, je však velmi účinné tam, kde je možno optimalizovat vlastnosti tranzistoru i diody, případně dalších prvků obvodu ve vzájemné vazbě. Pravděpodobně nejznámější je použití antisaturačních diod ve struktuře tzv. Schottkyho řad číslicových integrovaných obvodů TTL.

23 Digitální technika 23 Ve srovnání s obvody bez antisaturačních diod mají obvody Schottkyho řad výrazně lepší parametry. 2.4 Tranzistory řízené polem Unipolární tranzistory řízené polem (FET Field Effect Transistors), na rozdíl od bipolárních, nevyžadují ve statickém stavu proud pro buzení báze. Tranzistory FET s kanálem typu N je možno řídit přímo z výstupů číslicových integrovaných obvodů, pokud to dovolí dynamické procesy při přepínání. Tyto tranzistory mají totiž značnou kapacitu hradla, kterou je při přepínání nutno nabít (vybít). Tím se zpomalují hrany a zvyšují ztráty v tranzistorech, není-li budicí obvod schopen dodat dostatečný proudový impuls. Tranzistory FET, jejichž převodní charakteristika je přizpůsobena tomu, aby byly přímo řízeny z výstupů číslicových obvodů s napájecím napětím 5 V, se označují názvem digitální tranzistory FET. Běžné tranzistory však obvykle vyžadují větší rozkmit napětí na hradle, mají-li být ve spínacím provozu řádně sepnuty nebo rozepnuty. Pro spínací účely se nejčastěji používají tranzistory typu MOSFET. Jejich výhodou kromě uvedené nízké výkonové úrovně potřebné v budicím obvodu je skutečnost, že u nich není nebezpečí druhého průrazu, protože teplotní koeficient vodivosti materiálu je zde opačný než u bipolárních tranzistorů. To umožňuje řadit tranzistory FET paralelně pro zvýšení spínaných proudů bez nutnosti zvláštních opatření pro zajištění rovnoměrného rozdělení proudu mezi tranzistory, jako to bývá potřebné u paralelního řazení bipolárních tranzistorů. Často také bývá oceňováno, že z řídicího obvodu při sepnutém tranzistoru neproniká do výstupu nežádoucí signál tranzistory FET mají kanál izolovaný od hradla a v sepnutém stavu má tento kanál charakter rezistoru s malým odporem, kde při nulovém proudu je nulový i úbytek napětí. Elektrody tranzistorů FET se anglicky nazývají drain (D), source (S) a gate (G) - pro poslední z nich se v češtině užívá název hradlo. Odpovídají po řadě elektrodám bipolárních tranzistorů: kolektor, emitor, báze. Další elektrodou u tranzistorů MOSFET je substrát, anglicky bulk (B). Ten u tranzistorů s kanálem typu N bývá z materiálu s vodivostí typu P. Ostatní elektrody jsou od něj odděleny přechodem P-N, takže je obvykle nutno spojit substrát, pokud je vyveden z pouzdra, s nejzápornější elektrodou, popřípadě na něj přivést napětí s ještě nižší úrovní. Někdy se však i pro elektrody tranzistorů FET užívá označení kolektor a emitor a tomu odpovídajících značek C, E. Dynamické chování tranzistorů řízených polem je možno modelovat jednodušeji než u bipolárních tranzistorů. Často vystačíme s představou ideálního tranzistoru, k němuž připojíme kapacitory mezi hradlo a zbývající dvě elektrody. Výhodné je, že se u těchto tranzistorů neprojevuje saturační zpoždění. Dynamické procesy při spínání a rozepínání mohou obecně být rychlejší než u bipolárních tranzistorů. Cena nízkovýkonových tranzistorů FET je zhruba o řád vyšší než cena podobných bipolárních tranzistorů, a proto se tranzistory FET jako diskrétní součástky používají méně často. U výkonových tranzistorů není tento rozdíl tak velký, zejména u tranzistorů s kanálem typu N, a možnost řídit je napětím přímo z výstupů číslicových obvodů je činí přitažlivými. Při vhodném buzení jsou u těchto tranzistorů dosažitelné mnohem kratší spínací časy než u bipolárních tranzistorů. Tranzistory FET se často používají jako výstupní spínače specializovaných integrovaných obvodů.