Měnič pro obloukové svařování řízený signálovým procesorem

Měnič pro obloukové svařování řízený signálovým procesorem Ing. Petr Hapal Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav výkonové elektroniky, Technická 8, 612 00 Brno, Česká republika email: xhapal00@stud.feec.vutbr.cz Článek se zabývá problematikou návrhu měniče pro obloukové svařování, který bude řízen signálovým procesorem. Jsou popsány všechny části výkonových i řídicích obvodů. 1 Úvod Díky rychlému vývoji a prakticky neustálému zlepšování parametrů polovodičových spínacích prvků (IGBT a MOS-FET tranzistory, ultra rychlé diody s minimální zotavovací dobou) v posledních letech, dochází k rozvoji impulzních svařovacích zdrojů. Kromě spínacích prvků se vyvíjí také materiály pro konstrukci výkonových impulzních transformátorů a tlumivek. Všechny tyto aspekty mají za následek neustálé zvyšování pracovního kmitočtu měničů a s tím spojené zmenšování kubatury a hmotnosti celého zařízení. Jako příklad uveďme klasickou svářečku 250A o hmotnosti 100kg s příkonem 16kVA oproti měniči 250A vážícímu pouhých 13kg s příkonem 8kVA. Rozdíly ve hmotnosti a účinnosti jsou tedy značné. Dalším aspektem, který se výrazně podepisuje na konstrukční jednoduchosti dnešních moderních impulzních zdrojů, je prudký rozvoj mikroprocesorové techniky. Specializované signálové mikrokontroléry jsou využívány nejen k realizaci vlastních regulačních procesů, ale na společném čipu obsahují také potřebná rozhraní pro generování spínacích signálů pro tranzistory měničů, analogově digitální převodníky, ochranné obvody, ale také různá rozhraní pro komunikaci s okolními systémy a snímači. Integrace zmíněných funkcí do jedné polovodičové součástky přináší výrazné snížení počtu ostatních komponent, zmenšení rozměrů a zkrácení doby vývoje řídicího hardware. Vlastní algoritmy řízení mohou být realizovány zcela softwarovými prostředky. Tento článek se zabývá problematikou návrhu všech částí měniče pro obloukové svařování řízeného signálovým procesorem. Měnič je napájen z jednofázové sítě 230V, výstupní proud je až 180A. Blokové schéma je uvedeno na obr. 1.1. Obr. 1.1 Blokové schéma měniče pro obloukové svařovaní 16-1

2 Výkonová část měniče 2.1 Volba typu měniče Pro konstrukci zdroje pro obloukové svařování je jednoznačně vhodný typ měniče s vysokofrekvenčním transformátorem, a to zejména z následujících důvodů (které jsou obecně platné pro všechny transformátory): Galvanické oddělení výstupu od sítě (nezbytné z hlediska bezpečnosti) Transformace proudu a napětí. Vstupní napětí je přibližně 380V, výstupní napětí je však nižší (na oblouku se používá zpravidla napětí 20 až 40V). Podobné je to s proudem. Na sekundární straně bude dosahovat až 180A, kdežto na straně primární bude s převodem nižší. Toto je velká výhoda z hlediska dimenzování polovodičových spínacích prvků. Z mnoha různých typů pulzních měničů s vysokofrekvenčním transformátorem přicházejí v úvahu především následující: Jednočinný blokující měnič Jednočinný propustný měnič Dvojčinný propustný měnič Protitaktní zapojení dvou jednočinných můstkových propustných měničů pracujících do společné zátěže Jednotlivé typy měničů, jejich výhody, nevýhody a vlastnosti jsou bohatě popsány například v [4], proto je shrneme pouze stručně. Jednočinný blokující měnič můžeme pro konstrukci tohoto typu zdroje předem vyloučit a to z toho důvodu, že sycení jádra transformátoru je úměrné výstupnímu proudu (v první části spínací periody se energie akumuluje ve vzduchové mezeře transformátoru, v druhé části se pak přenáší do zátěže). Tento typ měniče není vhodný pro přenos velkých výkonů. Jednočinný propustný měnič je typem vhodným, protože proud podílející se na přenosu výkonu neovlivňuje magnetizaci jádra transformátoru (teče v první části spínací periody na primární i sekundární straně a dochází tak ke kompenzací magnetických účinků). Maximální trvalý proud transformátorem je tedy dán pouze zvolenou proudovou hustotou a průřezem vinutí. Zapojení tohoto typu měničů je celá řada. Nejvhodnější se jeví zapojení můstkové se dvěma tranzistory. Výhodou je malé napěťové namáhání tranzistorů ve vypnutém stavu (teoreticky pouze napětím shodným s napětím meziobvodu), nevýhodou je nutnost zajištění dvou shodných řídicích signálů pro oba tranzistory, které ovšem nemají společný emitor. Dvojčinný propustný měnič je dalším vhodným typem. Výhodou oproti jednočinnému měniči je možnost dvojnásobného sycení transformátoru (magnetická indukce se může pohybovat v rozmezí Bmax až + Bmax ) a tím pádem polovičního počtu závitů vinutí. Díky tomu je možné přenášet vyšší výkon při použití silnějších vodičů. Nevýhodou jsou ale přibližně čtyřikrát vyšší hysterezní ztráty a zejména složitější řízení. Především je nutné 16-2

zajistit dokonalou symetrii budících signálu tak, aby střední hodnota primárního napětí byla nulová a nedocházelo tak ke stejnosměrnému sycení jádra. Namísto dvojčinného propustného měniče se velmi často používá dvou jednočinných můstkových propustných měničů pracujících v protitaktu do společné zátěže. Principiální zapojení je na obr. 2.1. Na první pohled složitější zapojení má řadu podstatných výhod. Za hlavní lze považovat nemožnost vzniku stejnosměrného sycení jako v případě dvojčinného měniče, dále odpadá nutnost vkládat do řídicích signálů tranzistorů ochranné doby (tzv. deadtime) a menší jsou také hysterezní ztráty. Rovněž chladící poměry dvou meších transformátorů jsou lepší než u jednoho většího. Protitaktní zapojení dvou jednočinných můstkových propustných měničů lze použít pro konstrukci zdrojů s výkonem vyšším než 4kW. Pro námi uvažovanou aplikaci je to vhodná volba. Obr. 2.1 Protitaktní zapojení dvou jednočinných můstkových měničů 2.2 Návrh transformátorů a vyhlazovací tlumivky Pro konstrukci impulzních transformátorů je nejprve nutné zvolit vhodný materiál jádra. Použití klasického jádra ze železných plechů zde nepřipadá v úvahu z důvodu velkých ztrát zapříčiněných vířivými proudy. Je nutné zvolit materiál, který má co největší elektrický odpor. Protože impulzní transformátory pracují na vysokých kmitočtech, je nutné kvůli minimalizaci hysterezních ztrát volit materiál s co neužší a nejvyšší (co největší zdvih magnetické indukce) hysterezní smyčkou. Dalším důležitým parametrem je také Courieova teplota, při níž materiál ztrácí své magnetické vlastnosti. Pracovní kmitočet měniče byl s ohledem na hysterezní ztráty, přepínací ztráty polovodičových prvků a počet závitů vinutí zvolen na f = 40kHz. Maximální hodnota střídy u tohoto typu měniče je teoreticky 0,5. Prakticky se ovšem volí hodnota menší, aby byla zajištěna úplná demagnetizace jádra. Primární počet závitů je dán vztahem N = d max 1 (2.1) f U s ( Bmax Br ) S Fe Počet závitů sekundárního vinutí plyne ze vztahu pro výstupní napětí měniče. Platí N 2 = N 1 U 2 s max výst U d (2.2) 16-3

Výstupní napětí měniče volíme pro napětí na oblouku U obl = 20 + 0, 04I. U výst = 50V s přihlédnutím na úbytky napětí a dle vztahu Dále je nutné navrhnout průřezy jak primárního tak sekundárního vinutí. K tomu je nutné zvolit proudové hustoty J 1 a J 2. Vinutí se potom dimenzují na efektivní hodnoty proudů, které jimi protékají. Pro maximální efektivní hodnotu sekundárního proudu platí ( I Z = 180A ) I 2ef = I Z s max (2.3) Efektivní hodnotu primárního proudu získáme jednoduše přepočtem sekundárního proudu přes převod transformátoru. Průřez vinutí poté navrhneme podle vztahu I S = ef Cu J (2.4) Vzhledem k vysoké pracovní frekvenci měniče se bude projevovat skinefekt, který způsobuje vytlačování proudu směrem k povrchu vodiče, a bude tak zmenšovat jeho užitečný průřez. Vodič by neměl mít průměr větší než dvojnásobek hloubky vniku, která je dána vztahem = ρcu 65 δ Cu = π f µ & (2.5) f Cu V praxi se používá paralelního spojení izolovaných vodičů (svazku), kde jednotlivé vodiče mají průměr menší než je dvojnásobek hloubky vniku. Vyhlazovací tlumivka má za úkol udržovat konstantní proud do zátěže. Navrhujeme ji jako tlumivku ve stejnosměrném obvodu. Díky vysoké pracovní frekvenci budou změny proudu tekoucího tlumivkou malé a tedy i změny magnetické indukce a toku budou malé. S tím souvisí relativně malé hysterezní ztráty a ztráty vířivými proudy. Je zde proto možné využít pro konstrukci jádro z transformátorových plechů. To má v porovnání s jádrem feritovým několikanásobně vyšší hodnotu maximální indukce, což se projeví na nižším počtu závitů. Velikost indukčnosti vyhlazovací tlumivky získáme ze vztahu (platí pro tento typ měniče) U L = ( 2s ) 2 f I 2s 2 max 1 max max Kde U 2 max je špičková hodnota sekundárního napětí (je dána napětím meziobvodu přepočítaným přes převod transformátoru) a I je zvolená hodnota zvlnění proudu. Ta se prakticky volí 5 až 40% ze jmenovité hodnoty výstupního proudu I Z. Počet závitů tlumivky získáme ze vztahu N = L I B max max S Fe (2.6) (2.7) Ještě je nutné určit velikost vzduchové mezery, aby byla při vypočteném počtu závitů N zajištěna požadovaná indukčnost L. Platí 16-4

l N 2 Fe v = L r S µ 0 µ µ 0 Fe 1 l S Fe (2.8) Hodnotu relativní permeability µ r volíme pro daný materiál jako konstantu, přestože µ f B. existuje silná nelinearita ( ) r = Při návrhu průřezu vodiče postupujeme podobně jako u transformátoru s tím, že v tomto případě již nemusíme uvažovat skinefekt. 2.3 Dimenzování polovodičových prvků Pro konstrukci měniče je nutné správně dimenzovat všechny polovodičové prvky. Tranzistory dimenzujeme na špičkovou hodnotu proudu. Ta je dána součtem jmenovitého výstupního proudu I Z, maximálního zvlnění proudu tlumivkou I a špičkové hodnoty magnetizačního proudu. Tento součet je přepočten na primární stranu přes převod transformátoru. Ve vypnutém stavu jsou tranzistory namáhány u tohoto typu měniče teoreticky pouze napětím U. K tomuto napětí se ovšem ještě přičítá napěťový impulz, který d vzniká při vypínání tranzistoru na parazitní indukčnosti tvořené cestou od mezilehlého zdroje přes tranzistor k demagnetizační diodě. Tato cesta musí mít co nejmenší rozměry. Pro omezení překmitu se často používá bezindukčního kondenzátoru připojeného co nejblíže k oběma tranzistorovým spínačům. Dále se ještě používá tzv. odlehčovacího obvodu (obr. 2.2), který snížením strmosti nárůstu napětí na tranzistoru zmenšuje překmit. Dalším neblahým vlivem je možnost kolísání napětí v síti. Ze všech uvedených důvodů dimenzujeme tranzistory na závěrné napětí 600V. Obr. 2.2 Odlehčovací obvod pro snížení strmosti nárůstu napětí při vypnutí tranzistoru Diody obecně dimenzujeme na střední hodnotu proudu. Závěrné napětí diod je nutné z podobných důvodů jako u tranzistorů volit s dostatečně velkou rezervou. Zotavovací dobu diod volíme co nejmenší. 2.4 Aktivní síťový usměrňovač Použití obyčejného můstkového usměrňovače na vstupu meziobvodu měniče s sebou nese řadu nevýhod. Proud odebíraný ze sítě není sinusový, ale má tvar vysokých úzkých pulzů, což zapříčiňuje vysoké zkreslení fázového proudu. Takový usměrňovač má nízký účiník (typicky 0,45) a tím pádem není schopen ve spojení s kondenzátorem odebírat ze sítě trvale větší výkon než 2,5kW. Také zvlnění výstupního napětí je velké, což způsobuje větší napěťové namáhání tranzistorů a demagnetizačních diod. To lze omezit zvětšením kapacity vyhlazovacího kondenzátoru, což ovšem vede ke zvětšení nabíjecího proudu (užší a vyšší proudový impulz). 16-5

Všechny tyto nevýhody odstraňuje aktivní síťový usměrňovač. U něj lze nastavit hodnotu účiníku na hodnotu blížící se 1 a lze tedy z jednofázové sítě odebírat trvale maximální činný výkon až 4kW. Rovněž nízkofrekvenční rušení se sníží, protože proud odebíraný ze sítě má téměř sinusový průběh. Přínosem je také lepší stabilizace výstupního napětí a nižší proudové namáhání kondenzátorů. Nevýhodou je složitější zapojení a tím pádem i vyšší cena a také vznik vysokofrekvenčního rušení. Principiální blokové schéma je uvedeno na obr. 2.3. Aktivní síťový usměrňovač se chová jako zvyšující měnič s podřízenou proudovou smyčkou. Skutečný proud je snímán bočníkem a je porovnáván s referenční hodnotou, která je odvozena od dvoucestně usměrněného napětí. Je tak zaručeno, že vstupní fázový proud bude mít teoreticky sinusový tvar a bude mít vůči napětí nulový fázový posuv. Usměrňovač se tedy z pohledu vstupních svorek chová jako odporová zátěž s jednotkovým účiníkem. Obr. 2.3 Blokové schéma jednofáz. aktivního usměrňovače bez rekuperace Jako řídicí obvod pro aktivní usměrňovač byl prozatím zvolen běžně dostupný obvod L4981A od STMicroelectronics. Návrh prvků celého zapojení je poměrně zdlouhavý a je uveden např. v [1]. Později se předpokládá přechod z tohoto obvodu na řízení pomocí signálového procesoru. 2.5 Síťový filtr Tranzistorový měnič a síťový aktivní usměrňovač jsou zdrojem značného vysokofrekvenčního rušení. Pro potlačení tohoto rušení je žádoucí zařadit na vstup napájecího obvodu měniče odrušovací filtr. Základní uspořádání použitého filtru je naznačeno na obr. 2.4. Z pohledu napěťového rušení je nejdůležitější soufázová složka měřena proti ochrannému vodiči PE. Z hlediska vysokofrekvenčního rušivého napětí lze pracovní vodič L a střední vodič N považovat za vodiče s totožným potenciálem (jsou vysokofrekvenčně zkratovány kondenzátory C ). Pro soufázový rušivý signál se toto zapojení chová jako Π- x článek ve tvaru CY1 L CY 2. Π-článek se pro oba směry signálu chová jako dolní propust druhého řádu. Útlumovou charakteristiku filtru lze snadno znehodnotit použitím nevhodné cívky a kondenzátorů. 16-6

Použité kondenzátory musejí být odrušovací, nesmějí tedy mít sériovou parazitní indukčnost. Kondenzátory typu Y musejí být odolné vůči průrazu na kostru měniče (použijeme kondenzátory na 2000V). Vinutí odrušovací tlumivky musejí být navinuta na společném jádře tak, aby vznikla proudově kompenzovaná tlumivka (magnetické účinky pracovního fázového proudu se ruší). Nejvhodnější je použití toroidního jádra. 2.6 Budící obvody tranzistorů Obr. 2.4 Síťový filtr Výkonový IGBT tranzistor je řízen napětím hradla proti emitoru U GS. Pro otevření tranzistoru se běžně používá kladného napětí většího než 10V a pro jeho zavření napětí záporného. Je to z důvodu existence parazitní Millerovy kapacity mezi kolektorem a hradlem. Při velkých strmostech du dt, které vznikají spínáním ostatních prvků, může vlivem proudových pulzů, protékajících touto parazitní kapacitou vlivem prudkých změn napětí, dojít k nežádanému sepnutí tranzistoru. Z důvodu nestejných potenciálu emitorů výkonových tranzistorů je nutné řídicí signály galvanicky oddělit. K zajištění rychlého zapnutí a vypnutí je také třeba, aby byly budicí obvody schopny dodat špičkově relativně velký proud nutný k nabití a vybití kapacity hradla. Dále by měl budící obvod zajišťovat ochranu výkonového tranzistoru. Tato tzv. saturační ochrana hlídá maximální hodnotu proudu, který protéká tranzistorem (měří se úbytek napětí kolektor-emitor, který je úměrný protékajícímu proudu). Z dalších základních ochran je hlídání podpětí v obvodu budičů. Pro realizaci budiče bylo využito obvodu ACPL-332J. Tato novinka od firmy Avago technologies v sobě integruje všechny výše popsané náležitosti. Obsahuje také optočleny pro oddělení řídicích signálů a také zpětného hlášení ochran. Je důležité, aby mezi oddělenými stranami byla co nejmenší parazitní kapacita. Toho je docíleno vložením stínicí mřížky do optočlenu. Tento obvod se navíc vyznačuje tím, že pro vypínání IGBT tranzistorů nevyžaduje záporné napětí aktivně zabraňuje vzniku nežádoucího sepnutí tranzistoru (active Miller clamping). Výhodou je, že není nutné symetrické napájení pro budicí obvod. Typické zapojení obvodu je na obr. 2.5. Každý tranzistor bude mít svůj budící obvod na malé desce s plošnými spoji. Na této desce bude také malý impulzní transformátorek pro napájení budicí strany obvodu. Všechny moduly budičů včetně impulzního zdroje pro transformátorky budou osazeny do řídicí desky. Tento způsob umožňuje snadnou výměnu vadného budiče, či jeho náhradu za jiný typ. 16-7

2.7 Chlazení Obr. 2.5 Typické zapojení obvodu ACPL-332J Všechny polovodičové spínací prvky kromě demagnetizačních diod budou z důvodu konstrukční jednoduchosti umístěny na společném chladiči a je tedy nutné použít izolační podložky. Pro určení tepelného odporu chladiče je nutné určit celkové ztráty polovodičových prvků. Tyto ztráty se skládají ze ztrát způsobených vedením proudu v propustném směru a u tranzistorů navíc ještě ze ztrát přepínacích. Výpočtem bylo určeno, že celkový ztrátový výkon, který je nutné uchladit, je P ztr = 344W. Tepelný odpor chladiče je pak dán vztahem R ϑ ϑ ( R + R ) O ϑh = max ϑjc ϑch (2.9) Pztr kde ϑ max je maximální teplota čipu (udává výrobce), ϑ O je teplota okolí (volíme vždy nejméně příznivý stav, např. dle norem 40 C), P ztr je celkový ztrátový výkon, R ϑ JC je tepelný odpor přechodu čip-pouzdro, R ϑ CH je tepelný odpor přechodu pouzdro-chladič. Výpočet členu ( Rϑ JC + Rϑ CH ) provedeme sestavením náhradního tepelného schématu na principu elektricko-tepelné analogie. Tento postup je popsán v [2]. V našem případě vyšla hodnota tepelného odporu Rϑ H = 0, 107 K W. Chladič s tímto odporem by byl pro přirozené proudění příliš rozměrný a drahý. Proto bude použito žebrovaného hliníkového chladiče s nuceným prouděním vzduchu pomocí ventilátoru. Bude snímána teplota chladiče a podle její hodnoty budou pomocí pulzně-šírkové modulace řízeny otáčky ventilátoru procesorem. 3 Řídicí část 3.1 Regulační struktura Zjednodušené blokové regulační schéma je na obr. 3.1. Základem regulační struktury je podřízená proudová smyčka tvořená digitálním PI regulátorem a PWM modulátorem. Výstupní proud měniče je měřen čidlem proudu (v našem případě bočníkem), je zesílen a poté odečítán od žádané hodnoty. Regulační odchylka je potom přivedena do vstupu regulátoru. 16-8

Regulační schéma umožňuje tři různé typy regulace výstupních veličin: regulace na konstantní výstupní proud regulace na konstantní výstupní výkon regulace na konstantní výstupní napětí Obr. 3.1 Blokové regulační schéma Regulace na konstantní výstupní proud má velmi strmou VA charakteristiku, tj. při změně napětí dochází pouze k nepatrné změně výstupního proudu. Oblouk tak hoří stabilně a neprská. Změna napětí je způsobena změnou délky oblouku buď chvěním svářečovi ruky nebo odtavováním základního materiálu elektrody. Nevýhodou tohoto typu regulace je, že změnou délky oblouku se mění jeho odpor a tím i celková energie dodávaná do sváru. Ten se tak nerovnoměrně prohřívá a u tenkých materiálů by mohlo snadno dojít k jejich propálení. Druhým typem regulace je regulace na konstantní výstupní výkon. Proudové smyčce je nadřazena smyčka výkonová. Skutečná hodnota výstupního výkonu je získávána ze součinu výstupního napětí a proudu. Tato metoda regulace odstraňuje nevýhodu u předchozího způsobu, a proto se hodí na svařování tenčích materiálu, protože teplo je přímo úměrné výkonu oblouku a tudíž tolik nezáleží na vzdálenosti elektrody od svařovaného materiálu. Posledním typem je regulace na konstantní výstupní napětí. Tato regulace má plochou VA charakteristiku, kde se naopak, oproti metodě na konstantní proud, při malé změně napětí výrazně mění svařovací proud např. při odtavení elektrody. Proto se tato metoda dobře hodí pro poloautomatické svařování v ochranných atmosférách. To znamená, že při konstantní rychlosti podávání drátu se zaručí tzv. samoregulace svařovacích podmínek. Je-li oblouk kratší (má menší odpor), protéká obvodem větší proud, který zajistí rychlejší odtavení elektrody. Obdobně i při zkratu, kde proud rychleji vzroste a tím se proces odtavení rovněž urychlí. Při zvětšení délky oblouku se naopak proces odtavení zpomaluje. Regulační struktura bude kompletně naprogramována v signálovém procesoru. Výstupní veličiny jsou měřeny a zesíleny pomocí operačních zesilovačů a následně vzorkovány analogově digitálním převodníkem. 16-9

3.2 Signálový procesor Signálové procesory firmy Freescale řady DSP56800E spojují vlastnosti klasických signálových procesorů s jednoduchostí a efektivitou mikrokotrolérů. Kombinace obou typů periferií nabízí kompletní řešení na jednom čipu a finální aplikace je tak jednodušší a levnější na výrobu a vývoj. Procesor na čipu obsahuje různé typy pamětí (programovou Flash, programovou RAM, datovou Flash, datovou RAM, boot Flash). Výkon jádra procesoru je až 60MIPS při taktu 60MHz. Díky rozhraní JTAG je umožněno realtime ladění dané aplikace s možností krokování kódu a prohlížení obsahu všech proměnných a paměti. Aritmetickologická jednotka se vyznačuje čtyřmi 36 bitovými akumulátory a podporuje frakční aritmetiku. Díky zdvojené datové a adresové sběrnici procesor umožňuje psaní efektivního a rychlého kódu pro zpracování signálů. Procesory řady DSP56800E jsou speciálně určeny pro potřeby výkonové elektroniky, obsahují na čipu všechny nezbytně nutné periferie. Vyrábějí se v různých provedeních, která se liší zejména velikostí pouzdra (počtem vstupně-výstupních portů) a u menších typů nejsou obsaženy některé periferie. Pro řízení tohoto měniče bude využit procesor MC56F8323. Mezi nejdůležitější periferie tohoto obvodu patří zejména jeden PWM modul s šesti PWM výstupy s podporou vkládání ochranných dob dva 12 bitové čtyř-kanálové AD převodníky dva čtyřnásobné 16 bitové moduly časovačů FlexCAN (2.0B kompatibilní) dvě asynchronní sériová rozhraní dvě rozhraní SPI watchdog 3.3 Deska řízení Blokové schéma desky řízení je na obr. 3.2. Díky použitému signálovému procesoru je počet ostatních součástek minimální. Deska je napájena ze zdrojové desky symetrickým napájecím napětím 15V. Toto napětí je použito pro napájení 5V logiky a pro napájení 3,3V procesoru (jak analogové tak digitální). Proud je snímán bočníkem, vyfiltrován a zesílen pomocí nízkošumových operačních zesilovačů. Pro zachycení vzniku nadproudu je použit rychlý komparátor, jehož výstup je připojen do vstupu vnějšího přerušení procesoru. Pomocí digitálních teplotních čidel je měřena teplota na chladiči a v dalších částech skříně svářečky. Podle těchto teplot jsou řízeny otáčky ventilátoru. Moduly budičů jsou osazeny přímo na desce řízení. Výstupy ochran budičů jsou přivedeny do fault vstupů PWM modulátoru. Při vybavení ochrany je zajištěno okamžité vypnutí budicích signálů nezávisle na stavu programu. K procesoru jsou připojeny i ovládací prvky tlačítka pro výběr pracovního režimu, digitální potenciometr ve formě inkrementálního čidla pro nastavení výstupních veličin a znakový LCD display pro vizuální kontrolu nastavených a aktuálních výstupních veličin. 16-10

Obr. 3.2 Blokové schéma řídicí desky Vstupní obvod pro měření proudu je na obr. 3.3. Je tvořen vstupními RC filtry a dvoustupňovým invertujícím nízkošumovým zesilovačem. Na výstupu je ochranná zenerova dioda pro omezení kladného i záporného napětí. Obr. 3.3 Vstupní obvod měření proudu Obvod pro měření napětí je na obr. 3.4. Napětí je měřeno na výstupu měniče pomocí odporového děliče. Na vstupu i výstupu napěťového sledovače tvořeného operačním zesilovačem je opět RC filtr. Zenerova dioda opět omezuje rozsah výstupního napětí. Obr. 3.4 Vstupní obvod měření napětí 16-11

Hlídání nadproudu je prováděno pomocí rychlého komparátoru. Schéma je na obr. 3.5. Výstup komparátoru je přiveden na vstup vnějšího přerušení procesoru. 4 Závěr Obr. 3.5 Vstupní obvod hlídání nadproudu V článku byla kompletně shrnuta problematika návrhu pulzního měniče pro obloukové svařování, a to jak části výkonové tak části řídicí s využitím signálového procesoru. Je zřejmé, že návrh moderních měničů klade na vývojáře poměrně vysoké nároky. Problematika se opírá o znalosti prakticky všech oblastí elektroniky, od návrhů magnetických obvodů, přes návrh logiky a analogových částí s operačními zesilovači, až po implementaci regulačních struktur za pomocí moderních signálových procesorů. V současné době probíhá oživování prototypové řídicí desky s procesorem. Autor se dále zabývá modelováním měniče v prostředí Matlab-Simulink a následnou implementací regulačních struktur do signálového procesoru. 16-12

LITERATURA [1] Korunka P.: Pulsní měnič pro obloukové svařování, diplomová práce VUT FEKT Brno, 2005 [2] Patočka M.: Vybrané stati z výkonové elektroniky, Svazek I. vydání 3., skriptum VUT FEKT Brno, 2000 [3] Patočka M.: Vybrané stati z výkonové elektroniky, Svazek II. vydání 3., skriptum VUT FEKT Brno, 2004 [4] Novotný V., Vorel P., Patočka M.: Napájení elektronický zařízení, vydání 3., skriptum VUT FEKT Brno, 2002 [5] Skalický, J.: Teorie řízení, skriptum FEKT VUT Brno, 2002 [6] Klíma, B. Stupka, R..: Mikroprocesorová technika v elektrických pohonech, skriptum FEKT VUT Brno, 2004 [7] ACPL-332J 2.5 Amp Output Current IGBT Gate Driver Optocoupler with Integrated (VCE) Desaturation Detection, UVLO Fault Status Feedback and Active Miller Clamping, katalogový list, Avago technologies, 2007 [8] Active Miller Clamping, aplikační poznámka č. 5314, Avago technologies, 2007 [9] 56F8323 16-bit Hybrid Controller Preliminary Technical Data, katalogový list, Freescale, 2003 [10] MC56F8300 Peripheral User Manual, katalogový list, Freescale, 2003 [11] Hapal, P.: Laboratorní zdroj řízený mikroprocesorem, diplomová práce VUT FEKT Brno, 2005 16-13