VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ NÁVRH TRANSKONDUKTANČNÍHO ZESILOVAČE CMOS

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV MIKROELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF MICROELECTRONICS NÁVRH TRANSKONDUKTANČNÍHO ZESILOVAČE CMOS CMOS TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER DESIGN BAKALÁŘSKÁ PRÁCE BACHELOR S THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE MILOSLAV ZELINKA prof. In. VLADISLAV MUSIL, CSc SUPERVISOR BRNO 2008

2 Zadávací list

3 1. Pan/paní (dále jen autor ) LICENČNÍ SMLOUVA POSKYTOVANÁ K VÝKONU PRÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO uzavřená mezi smluvními stranami: Jméno a příjmení: Miloslav Zelinka Bytem: Mlýnská 3, Brankovice Narozen/a (datum a místo): , Vyškov 2. Vysoké učení technické v Brně Fakulta elektrotechniky a komunikačních technoloií se sídlem Údolní 53, Brno, a jejímž jménem jedná na základě písemného pověření děkanem fakulty:... (dále jen nabyvatel ) Čl. 1 Specifikace školního díla 1. Předmětem této smlouvy je vysokoškolská kvalifikační práce (VŠKP): disertační práce diplomová práce bakalářská práce jiná práce, jejíž druh je specifikován jako... (dále jen VŠKP nebo dílo) Název VŠKP: Vedoucí/ školitel VŠKP: Ústav: Návrh transkonduktančního zesilovače CMOS prof. In. Vladislav Musil, CSc. Mikroelektroniky Datum obhajoby VŠKP: VŠKP odevzdal autor nabyvateli v * : * hodící se zaškrtněte tištěné formě počet exemplářů.2 elektronické formě počet exemplářů.1

4 2. Autor prohlašuje, že vytvořil samostatnou vlastní tvůrčí činností dílo shora popsané a specifikované. Autor dále prohlašuje, že při zpracovávání díla se sám nedostal do rozporu s autorským zákonem a předpisy souvisejícími a že je dílo dílem původním. 3. Dílo je chráněno jako dílo dle autorského zákona v platném znění. 4. Autor potvrzuje, že listinná a elektronická verze díla je identická. Článek 2 Udělení licenčního oprávnění 1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli oprávnění (licenci) k výkonu práva uvedené dílo nevýdělečně užít, archivovat a zpřístupnit ke studijním, výukovým a výzkumným účelům včetně pořizovaní výpisů, opisů a rozmnoženin. 2. Licence je poskytována celosvětově, pro celou dobu trvání autorských a majetkových práv k dílu. 3. Autor souhlasí se zveřejněním díla v databázi přístupné v mezinárodní síti ihned po uzavření této smlouvy 1 rok po uzavření této smlouvy 3 roky po uzavření této smlouvy 5 let po uzavření této smlouvy 10 let po uzavření této smlouvy (z důvodu utajení v něm obsažených informací) 4. Nevýdělečné zveřejňování díla nabyvatelem v souladu s ustanovením 47b zákona č. 111/ 1998 Sb., v platném znění, nevyžaduje licenci a nabyvatel je k němu povinen a oprávněn ze zákona. Článek 3 Závěrečná ustanovení 1. Smlouva je sepsána ve třech vyhotoveních s platností oriinálu, přičemž po jednom vyhotovení obdrží autor a nabyvatel, další vyhotovení je vloženo do VŠKP. 2. Vztahy mezi smluvními stranami vzniklé a neupravené touto smlouvou se řídí autorským zákonem, občanským zákoníkem, vysokoškolským zákonem, zákonem o archivnictví, v platném znění a popř. dalšími právními předpisy. 3. Licenční smlouva byla uzavřena na základě svobodné a pravé vůle smluvních stran, s plným porozuměním jejímu textu i důsledkům, nikoliv v tísni a za nápadně nevýhodných podmínek. 4. Licenční smlouva nabývá platnosti a účinnosti dnem jejího podpisu oběma smluvními stranami. V Brně dne:... Nabyvatel Autor

5 ABSTRAKT Práce se zabývá problematikou návrhu a simulace analoových interovaných obvodů v technoloii CMOS. Hlavním zaměřením práce je navrhnout transkonduktanční zesilovač a prostudovat jeho charakteristiku v kmitočtové oblasti. Je představen transkonduktanční operační zesilovač využívající kompenzačního kapacitoru. Tato kompenzační metoda rozštěpení pólů společně s nulujícím rezistorem zabraňuje vzniku oscilace. Páce se také zabývá obvodovým řešením operačních zesilovačů. Ověřuje vliv kmitočtových kompenzací na kmitočtovou a fázovou charakteristiku. KLÍČOVÁ SLOVA CMOS, transkonduktanční zesilovač, operační zesilovač, dvoustupňový operační zesilovač OTA

6 ABSTRACT The work deals with question of desin and simulation of interated analo circuits in CMOS technoloy. The eneral aim of my thesis is to desin transconductance amplifier and analyze its frequency response and stability in feedback systems. The two stae operational transconductance amplifier with compensation capacitor is presented in my work. This compensational method of pole splittin used toether with the nullin resistor prevents amplifier from oscillation. This work also deals with circuit solution of computin amplifier. It verifies compensation influence of frequency for phaser and frequency characteristics. KEYWORDS CMOS, transconductance amplifier, operational amplifier OTA operational amplifier, computin amplifier, two stae

7 ZELINKA, M. Návrh transkonduktančníhé zesilovače CMOS. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technoloií, s. Vedoucí bakalářské práce prof. In. Vladislav Musil, CSc.

8 PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že svou bakalářskou práci na téma "Návrh transkonduktančního zesilovače CMOS" jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího bakalářské práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené bakalářské práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této bakalářské práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení 152 trestního zákona č. 140/1961 Sb. V Brně dne (podpis autora)

9 PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu bakalářské práce prof. In. Vladislavu Musilovi, CSc. a dalším zaměstnancům Ústavu Mikroelektroniky za veškerou pomoc spojenou s jejím vypracováním. Dále bych rád poděkoval všem kamarádům za cenné připomínky a rady k mé bakalářské práci. V neposlední řadě bych rád poděkoval všem z mého okolí za jejich trpělivost a psychickou podporu.

10 SEZNAM OBRÁZKŮ Obr. 1.1: Porovnání kmitočtové charakteristiky zesílení G operačního zesilovače s otevřenou smyčkou zpětné vazby s maximálním rozkmitem harmonického výstupního napětí s vrcholovou hodnotou U M v závislosti na jeho kmitočtu...14 Obr. 1.2: Zjednodušená vnitřní struktura operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou...15 Obr. 1.3: Operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou: a) principielní uspořádání tohoto zesilovače b) porovnání vlivu nastaveného zesílení VFA a CFA zesilovačů na hodnotu mezního kmitočtu...16 Obr. 1.4: a) Používané schematické značky transkonduktanční zesilovačů, b) zjednodušené vnitřní uspořádání s připojenou zátěží na výstupu...18 Obr.2.1: Dvoustupňový operační zesilovač OTA [2]...19 Obr.2.2: Nestabilní a stabilní obvod [3]...21 Obr.2.3: Nyquistovo kritérium stability [1]...21 Obr.2.4: Frekvenční a časová odezva pro malou a velkou fázovou bezpečnost [3]...22 Obr.2.5: Zjednodušený malosinálový model OTA [2]...22 Obr.2.6: Frekvenční kompenzace [1]...23 Obr.2.7: OZ s nulou RHP blízko T [3]...24 Obr.3.1: Zapojení OTA v systému CADENCE...26 Obr.3.2: Frekvenční charakteristika dvoustupňového OTA...29 Obr.3.3: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OTA...29 Obr.3.4: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OZ bez R C...30 Obr.3.5: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OZ bez kompenzace...30 Obr.3.6: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA náběžné hrany sinálu...31 Obr.3.7: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA sestupné hrany sinálu...31 Obr.3.8: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA pro C C = 1,1 pf...32 Obr.3.9: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA pro C C = 5 pf...32 Obr.4.1: Zapojení jednostupňového OZ v systému CADENCE...33 Obr.4.2: Frekvenční charakteristika jednoduchého OTA...34 Obr.4.3: Frekvenční a fázová charakteristika jednoduchého OTA...35

11 SEZNAM TABULEK Tab. 3.1: Požadované parametry...26 Tab. 3.2: Nominální hodnoty technoloických parametrů, CMOS AMIS 0,7 μm [4]...26 Tab. 3.3: Rozměry tranzistorů navrhovaného dvoustupňového OTA...28 Tab. 3.4: Měření frekvenční a fázové charakteristiky dvoustupňového OTA...33 Tab. 4.1: Rozměry tranzistorů navrhovaného jednostupňového OTA...34 Tab. 4.2: Měření frekvenční a fázové charakteristiky jednoduchého OTA...35

12 OBSAH ÚVOD VLASTNOSTI OBVODŮ PRACUJÍCÍCH V PROUDOVÉM A NAPĚŤOVÉM MÓDU Dynamické vlastnosti operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou VFA (Voltae Feedback Amplifier) Dynamické vlastnosti operačního zesilovače s proudovou zpětnou vazbou CFA (Current Feedback Amplifier) Transkonduktanční zesilovač OTA (Operational Transconductance Amplifier) TRANSKONDUKTANČNÍ OPERAČNÍ ZESILOVAČ Podmínka stejnosměrné rovnováhy OZ Podmínka maximálního zesílení operačního zesilovače Frekvenční odezva Podmínky stability dvoustupňového operačního zesilovače [2] NÁVRH DVOUSTUPŇOVÉHO OTA Simulace dvoustupňového OTA JEDNOSTUPŇOVÝ OTA Simulace jednostupňového OTA ZÁVĚR POUŽITÁ LITERATURA SEZNAM ZKRATEK A SYMBOLŮ...38

13 ÚVOD Transkonduktanční zesilovač, neboli zesilovač OTA (Operational Transconductance Amplifier), se chová na svém výstupu jako zdroj proudu, který je řízen vstupním diferenčním napětím. Oproti klasickému operačnímu zesilovači se ideální OTA liší v těchto bodech: 1. Chová se jako ideální zdroj proudu, nikoliv jako ideální zdroj napětí. 2. Vstupní diferenční napětí není nulové. Přitom vstupní impedance je opět nekonečná, takže můžeme zanedbat proudy do vstupů. Výstupní proud závisí na vstupním diferenčním napětí podle rovnice I = m* U, kde m je tzv. transkonduktance (přenosová vodivost). Její velikost je možné nastavit vnějším řídicím proudem přes pomocnou svorku, čehož se využívá k elektronickému nastavování parametrů, např. k přelaďování kmitočtových filtrů. Transkonduktanční zesilovač si v prvním přiblížení představujeme jako zdroj proudu řízený napětím. Jedná-li se o ideální transkonduktanční zesilovač (OTA), jeho transkonduktance G roste nad všechny meze. Operační zesilovač je univerzální zesilovací prvek s velkým zesílením schopný stabilní činnosti v uzavřené zpětnovazební smyčce. Operační zesilovač popsaný v kapitole 2, tzv. Millerův OTA, se tomuto popisu blíží. Pro porovnání je pak v kapitole 4 uveden jednodušší jednostupňový zesilovač. 13

14 1 VLASTNOSTI OBVODŮ PRACUJÍCÍCH V PROUDOVÉM A NAPĚŤOVÉM MÓDU Dynamické vlastnosti operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou VFA (Voltae Feedback Amplifier), zesilovače s proudovou zpětnou vazbou CFA (Current Feedback Amplifier) a transkonduktanční zesilovač OTA (Operational Transconductance Amplifier). Obr. 1.1: Porovnání kmitočtové charakteristiky zesílení G operačního zesilovače s otevřenou smyčkou zpětné vazby s maximálním rozkmitem harmonického výstupního napětí s vrcholovou hodnotou U M v závislosti na jeho kmitočtu. 1.1 Dynamické vlastnosti operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou VFA (Voltae Feedback Amplifier) Princip a základní vlastnosti operačního zesilovače jsou dostatečně popsány v literatuře. Z hlediska dynamických vlastností je vhodné zabývat se vnitřní strukturou operačního zesilovače. 14

15 Obr. 1.2: Zjednodušená vnitřní struktura operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou. Libovolný operační zesilovač můžeme prakticky rozdělit na dvě hlavní části. Vstupní diferenciální stupeň s převodníkem U/I a výstupní zesilovač (viz. obrázek 1.2). Vstupní diferenciální stupeň s převodníkem transformuje vstupní napětí na jediný, vzhledem k zemi souměrný sinál. Proud z převodníku U/I je veden na impedanci R p, která dosahuje vysokých hodnot (je realizována parazitní mi vodivostmi ve struktuře zesilovače). Označíme-li transkonduktanci převodníku U/I m (vztaženo k vstupním svorkám zesilovače), pak je zisk G 1 prvního stupně, tj. v uzlu A roven: G 1 m * R p (1.1) Napětí je pak zesilováno ve druhé části zesilovače (v oddělovacím zesilovači) se zesílením G 2. Tento zesilovač je z důvodů zajištění stability obvykle přemostěn kompenzační kapacitou C. Kapacita mezi vstupem a výstupem zesilovače tvoří ekvivalentní Millerovu kapacitu C M transformovanou v poměru: G M G 1* C (1.2) Přenos v uzlu A je pak daný paralelním spojením rezistoru R p a kapacity C M (1.1): G 1 m R G1 * Z RCs 1 s 1 (1.3) kde Z je impedance paralelní kombinace R p a C M. Ze vztahu ( 1.3) je patrné že v přenosu operačního zesilovače vzniká pól, označovaný jako dominantní (obrázek 1.1). Celkové zesílení zesilovače pro kmitočty nižší než kmitočet dominantního pólu je pak G 0 =G 1 *G 2. Vynásobením hodnoty kmitočtu dominantního pólu celkovým zesílením G 0 dostáváme tzv. Gain Bandwidth Product, označovaný jako GBW. Navrhujeme-li zesilovač s operačním zesilovačem na zesílení G, je hodnota mezního kmitočtu pro pokles -3dB dána: 15

16 GBW f m (1.4) G Je zřejmé, že pro jednotkové zesílení je hodnota mezního kmitočtu rovna přímo GBW. Vzhledem k vysoké hodnotě rezistoru R p, tvoří převodník U/I z obrázku 1.2 a kapacita C M interátor proudu I. Odezvu napětí na kondenzátoru na jednotkový skok vstupního proudu můžeme vyjádřit jako: 1 u c ( t) * I max * t (1.5) C Jelikož hodnota proudu I nemůže dosahovat nekonečné hodnoty, je i rychlost odezvy interátoru omezená. Je tedy zřejmý mechanizmus původu konečné hodnoty rychlosti přeběhu SR. 1.2 Dynamické vlastnosti operačního zesilovače s proudovou zpětnou vazbou CFA (Current Feedback Amplifier) Při zapojení klasického VFA zesilovače v lineárním obvodě je vlivem účinků zpětné vazby reulováno vstupní diferenciální napětí na nulovou hodnotu. U zapojení CFA zesilovače je na nulovou hodnotu nastavovaný proud tekoucí neinventujícím vstupem. Obr. 1.3: Operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou: a) principielní uspořádání tohoto zesilovače b) porovnání vlivu nastaveného zesílení VFA a CFA zesilovačů na hodnotu mezního kmitočtu. Princip CFA zesilovače je patrný z obrázku 1.3a. Vstupní část tvoří jednotkový zesilovač s napěťovým ( vysokoimpedančním) vstupem na kladné svorce a výstupem na 16

17 záporném vstupu. Proud I 0 je obrazem proudu I _, který prochází inventujícím vstupem. Tento proud vytváří na parazitní vodivosti G p, která dosahuje vysokých hodnot úbytek napětí. V tomto bodě je realizováno veškeré zesílení obvodu. Zesílení oddělovacího stupně je nastaveno na 1 a je tedy zřejmé že parazitní Millerova kapacita dosahuje podstatně nižších hodnot než v porovnání s VFA zesilovačem. To je i hlavní důvod proč CFA zesilovače dosahují výrazně vyšších hodnot rychlostí přeběhu (v řádech až tisíců V /µ s v porovnání s desítkami u VFA zesilovačů). Snímání proudu I _ se nejčastěji provádí proudovými zrcadly zapojenými ve výstupním obvodu jednotkového zesilovače. Je zřejmé že přenos veličiny ze vstupních obvodů do výstupních je na úrovni proudů. Právě tato vlastnost je pro obvody v proudovém módu typická. Přenos proměnné veličiny např. proudovým zrcadlem vyvolává jen nepatrné variace napětí na jeho vstupu. Je tedy zřejmé že i případnými parazitními kapacitami tohoto vstupu protéká zanedbatelný proud. Jejich vliv je tedy o poznání menší než u obvodů v napěťovém módu. Další zajímavou vlastností v porovnání s VFA zesilovači je, že velikost šířky pásma B s reálným zesilovačem nezávisí na celkovém zesílení G 0 ale pouze na velikosti zpětnovazebního rezistoru R f. (viz. obrázek 1.3b). Odvození a vysvětlení tohoto jevu je popsáno v dostupné literatuře. Pro volbu zpětnovazebního rezistoru R f je potřeba z důvodu stability dodržovat doporučení výrobce. Na druhou stranu je třeba zmínit, že transkonduktanční zesilovače nemají příliš vhodné stejnosměrné a šumové vlastnosti a při nedodržení podmínek daných výrobcem jsou i náchylnější k nestabilitě. Jejich použití je tedy vhodné pouze tam, kde vyžadujeme vysokou rychlost přeběhu (ka pacitní zátěž, spínané kapacitory, koaxiální vedení apod.) či neproměnnou šířka pásma v závislosti na nastaveném zesílení. 1.3 Transkonduktanční zesilovač OTA (Operational Transconductance Amplifier) Transkonduktanční zesilovač je v podstatě napětím řízený zdroj proudu i out i u u out m * (1.6) kde u + a u - jsou napětí inventujícího a neinventujícího vstupu. Vnitřní struktura transkonduktančního zesilovače je zobrazena na obrázku 1.4a). Vstupní obvod je tvořen diferenciálním vstupem a převodníkem U/I. Výstup z tohoto převodníku je již přímo výstupem transkonduktančního zesilovače. Transkonduktance m je 17

18 obvykle řiditelná externím proudem Bias current I A B C. Připojením zatěžovacího rezistoru na jeho výstup obdržíme výstupní napětí naprázdno u u u G u u out Rz m * * 0 (1.7) Ze vztahu (1.7) vyplývá že trankonduktanční zesilovače mají z principu konečné zesílení a nevyžadují použití zpětné vazby. Tento fakt způsobuje že mezi vstupy transkonduktančního zesilovače není nulové napětí jako u VFA či CFA. Diferenciální stupeň je však více či méně nelineární a lze tedy připustit maximální vstupní rozdílové napětí v řádech stovek mv. Překročení této meze vede k výraznému zkreslení sinálu. Absence zpětné vazby je výhodná z hlediska stability a kmitočtového rozsahu. Obr. 1.4: a) Používané schematické značky transkonduktanční zesilovačů, b) zjednodušené vnitřní uspořádání s připojenou zátěží na výstupu. Připojením kondenzátoru C Z jako zátěže vzniká bezeztrátový interátor s přenosem: m F( s) (1.8) s C který je s výhodou ( interátor s uzemněným kapacitorem) používán v interovaných realizacích kmitočtových filtrů. Zapojení se často označuje jako OTA-C. Ztrátový interátor lze vytvořit z bezeztrátového připojením paralelního rezistoru R. Kmitočtový přenos pak bude mít podobu: H ( s) m * Z m 1 G0 * R (1.9) RCs 1 s 1 což formuje dolní propust prvního řádu s mezním kmitočtem ω = RC a směrnicí potlačení 20dB/dek 18

19 2 TRANSKONDUKTANČNÍ OPERAČNÍ ZESILOVAČ Dvoustupňový transkonduktanční zesilovač (OTA) je na obr.2.1. První blok tvoří diferenční pár, který zesiluje rozdílový vstupní sinál a převádí jej na sinál jednoduchý (sinle ended). Na schématu je použitá varianta s tranzistory typu NMOS, přičemž jako zátěž bylo použito proudové zrcadlo tvořené tranzistory M 3 a M 4. Proud protékající tranzistorem M 1 je zrcadlen pomocí M 3 a M 4 do druhé větve páru, kde je odečten proud M 2. Výsledný proud vytváří na výstupním malosinálovém odporu r D2 r D4 výstupní napěťový sinál. Druhým blokem je invertující zesilovač M 6 s aktivní zátěží, který představuje druhý zesilovací stupeň. Proudový zdroj, tranzistor M 5, zajistí, že součet proudů tekoucí vstupními tranzistory bude nezávislý na stejnosměrné složce vstupního napětí. Funkce kapacitoru C C bude vysvětlena později. Obr.2.1: Dvoustupňový operační zesilovač OTA [2] Stejnosměrné rozdílové zesílení A DC lze odvodit pomocí analýzy jednotlivých bloků. Protože při nízkých kmitočtech se jednotlivé bloky neovlivňují, je celkové zesílení A DC dáno násobkem zesílení jednotlivých bloků: A DC ds2 m2 ds4 ds6 m6 ds7 2 m2 I ( ) I ( m6 6 7 ) (2.1) 19

20 2.1 Podmínka stejnosměrné rovnováhy OZ Za předpokladu V SG4 =V SG6, pak tranzistor M6 zrcadlí proud I 4 : I S (2.2) 6 6 I 4 S 4 Obdobně se chová tranzistor M7 vůči proudu I 5 : I S S (2.3) I 5 2 I 4 S 5 S 5 Operační zesilovač bude v rovnováze, pokud pro vstupní nulový sinál bude na výstupu hodnota odpovídající napěťové úrovni (VDD/VSS)/2, což odpovídá situaci, kdy je velikost proudu I 7 rovna velikosti proudu I 6 : S 2 S 7 5 S S 6 4 (2.4) Tato podmínka rovněž zaručí saturaci tranzistoru M 4, kterou neovlivňují vnější napěťové zdroje ani vnitřní propojení. 2.2 Podmínka maximálního zesílení operačního zesilovače Pro MOS tranzistor v režimu saturace (v DS > v GS V T ) platí při vds 1 i 1 W. K 2 L 2 D ( vgs VT ) (2.5) m did W. K 2iD (2.6) dv L GS Jak ukazuje rovnice 2.1, pro stejnosměrné zesílení OZ je důležitý poměr mezi transkonduktancí m a stejnosměrným proudem I D u tranzistorů podílejících se na zesílení: I m D V GS 2 V T (2.7) Pro velké zesílení je tedy třeba malého rozdílu to, aby tranzistor stále pracoval v oblasti silné inverze. V V, ale dostatečně velkého na GS T 20

21 2.3 Frekvenční odezva Obvod, ve kterém s rostoucím časem přechodné děje zaniknou pro libovolný amplitudově omezený podmět se nazývá stabilní. Nutnou podmínkou pro to je, aby všechny póly přenosové funkce ležely v levé polorovině roviny komplexních čísel. U složitějších obvodů je obtížné odvozovat hodnoty všech pólů, a proto se používají postupy nazývané kritéria stability. Systém s neativní zpětnou vazbou popsaný rovnicí 2.8 začne oscilovat, jestliže jeho zisk dosáhne nadměrné hodnoty, při které je fázový posuv 180, kdy se záporná zpětná vazba změní na kladnou, nebo téměř ekvivalentně, systém dosáhne nadměrné fáze při níž je zisk jednotkový. V V out in ( j) A( j) (2.8) ( j) 1 A( j) ( j) Obr.2.2: Nestabilní a stabilní obvod [3] Pro následující kritérium určení stability je klíčový mezní bod 1+j0, pro který přenosová funkce roste nad všechny meze, póly leží na imainární ose a systém osciluje s časově neměnnou amplitudou. Zúžené Nyquistovo kritérium stability: "Operační obvod je stabilní, jestliže bod 1+j0 leží po levé straně orientované frekvenční charakteristiky ( j ) A( j )."[1] Obr.2.3: Nyquistovo kritérium stability [1] 21

22 Fázová charakteristika obvodu s jedním pólem se asymptoticky blíží k 90, u obvodu se dvěma póly k 180. Oba systémy jsou tedy stabilní, nicméně pro dobrou odezvu OZ je důležitý doplněk fáze do 180. Tento doplněk je pro tranzitní kmitočet definován jako fázová bezpečnost (Phase Marin). Obr.2.4: Frekvenční a časová odezva pro malou a velkou fázovou bezpečnost [3] Přenosová funkce nekompenzovaného OTA má dva póly. Pro dobrou fázovou charakteristiku je třeba, aby tranzitní frekvence byla nižší než frekvence druhého pólu. V takovém případě se pól p 1 označuje jako dominantní a obvod lze aproximovat přenosovou funkcí s jedním pólem. Ve dvoustupňovém OTA však póly p 1 a p 2 nejsou vzdáleny dostatečně, obvod nemá dominantní pól a je nutná kompenzace. Frekvenční kompenzování znamená kontrolované řízení poklesu zesílení, aby se zlepšila fázová charakteristika a provádí se nejčastěji kompenzačním kapacitorem C C zapojeným do zpětné vazby mezi vstup a výstup druhého stupně (obr.2.5). Obr.2.5: Zjednodušený malosinálový model OTA [2] mi = m1 = m2, mii = m6, R I = r ds2 r ds4, R II = r ds6 r ds7, C I = C 1, C II = C L Náhradní obvod popisuje soustava rovnic v v I out ( sc ) ( v2 v ) sc v 0 I I out ( sc ) ( v v2 ) sc v 0 II II out C C mi mii in I (2.9) (2.10) 22

23 Řešením je v v out in mi R I R II 1 sr I R II mii C C s sc mii C (2.11) 2 RI RII C ICII ( CI CII ) CC Přenosová funkce má dva póly a jednu nulu, jejichž pozice je p 1 1 (2.12) R R C I II mii c p C mii c mii CICII ( CI CII ) Cc C (2.13) 2 II mii z (2.14) C c Pól p 1 je posunut na nižší kmitočet, p 2 na vyšší kmitočet. Nula z v pravé části komplexní roviny (RHP) produkuje navýšení zesílení, ale pokles fáze. Účinek kapacitoru C c demonstruje obr.2.6. Obr.2.6: Frekvenční kompenzace [1] 23

24 Poměr mezi nulou výchylko a úhlovým kmitočtem T je roven poměru m výstupního a vstupního stupně operačního zesilovače. Pokud by mii mi, bude nula dostatečně vzdálena od T. V CMOS je ovšem m úměrná odmocnině klidového proudu a poměru W/L. Situaci, kdy nula RHP leží pod T znázorňuje obr.2.7.tuto nulu je třeba posunout dostatečně daleko za T. Obr.2.7: OZ s nulou RHP blízko T [3] 2.4 Podmínky stability dvoustupňového operačního zesilovače [2] Tranzitní kmitočet T za předpokladu, že pól p 1 je dominantní 1 mi m m2 mi mii I II mii RI RIIC = C CC CC CC T A A p R R 1 (2.15) Fázová bezpečnost PM je doplněk fáze do -180 pro T ara j Bj 180 pro Aj Bj 1 M T T (2.16) T T 24

25 Pro PM = 60 a nulu z 10 platí T A j Bj 60 ar T T 180 (2.17) 1 T 1 T 1 T 120 tan tan tan pro B j 1 (2.18) p1 p2 z tan 1 C T p 2 5,7 10 p 2 2,2 (2.19) T m6 m1 m6 10 m1 (2.20) C CC m6 C L 2,2 m1 CC 0,22C2 (2.21) CC Jiné řešení předpokládá, že mii není výrazně větší než mi a pozice nuly se mění dodatečně. Pro dodatečnou kompenzaci se používá jednotkový napěťový zesilovač, jednotkový proudový zesilovač nebo tzv. nulovací odpor. V posledním případě není zpětnovazební větev tvořena kapacitou, ale impedancí realizovanou sériovým spojením rezistoru a kapacitoru. V řešení přenosové funkce této soustavy se téměř nezmění pozice pólů, pozice nuly je modifikována na z C C 1 mii 1 R Z (2.22) Znaménko výrazu (1/ m2 -R Z ) určuje, zda bude nula ležet v pravé či levé části komplexní roviny přenosové funkce. Nula v levé části může být vzájemně vyrušena s pólem p 2, což vede k rozšíření šířky pásma. Naopak pokud R Z =1/ mii, nula je přesunuta na nekonečno. 25

26 3 NÁVRH DVOUSTUPŇOVÉHO OTA Dvoustupňový OTA je navržen v technoloii CMOS AMSI 0,7 μm. Pro návrh jsem zvolil nominální hodnoty WILD/SHORT z tabulky. Obr.3.1: Zapojení OTA v systému CADENCE Tab. 3.1: Požadované parametry V DD = 5 V V SS = -2,5 V f 0 = 10 MHz Tab. 3.2: Nominální hodnoty technoloických parametrů, CMOS AMIS 0,7 μm [4] WIDE/SHORT NARROW/SHORT W = 20 µm W = 1 µm L = 0,7 µm L = 0,7 µm K P = 29,75 µa/v 2 K P = 23,59 µa/v 2 K N = 89,25 µa/v 2 K N = 91,7 µa/v 2 V TN = 0,74 V V TN = 0,81 V V TP = 0,95 V V TP = 1,05 V Pro následující výpočty byl uvažován zatěžovací kapacitor C L = 5 pf. 26

27 Volím C C = 1,1 pf Rychlost přeběhu SR > 10V/s : I SR I 5 C C ,1 10 I 5 = 11 A Pro výpočet transkonduktance m1,2 použijeme vztah: * m1,2 2 * f 0 C C 6 12 m 2 *10 10 *1, S 1,2 m m2 T 1 CC CC 2 I 2 m D W K L W m1,2 6 L 1,2 * I * K 2 *5,5 10 *89, ,2 N 6 4,85 Minimální V IC musí zaručit, že tranzistor M 5 zůstane v saturaci: V IC (min) V SS V DS 5 ( sat) VGS1 VSS VDS 5 ( sat) V GS 2 Pro V IC (min) = 1 V : B K N W * L 1,2 89, * 4,85 4, ,5 10 V DS ,74 0, 235V 4 4,3310 W L 2 * I 2 *5, ,8 K N * VDS 5 ( sat) 89,25 10 * (0,235) W L 5,8 2,23 Pro PM = 60 musí být pól p 2 nejméně 2,2 krát větší než T. Při simulaci ale určitě dojde ke snížení tranzitního kmitočtu odvozeného na základě těchto zjednodušených výpočtů, čímž se zlepší fázová bezpečnost. Je tedy možné umístit pól p 2 blíž k * m6 min 2 *1,22 * f 0 C L T : 6 12 m 2 *1,22*10 10 * S 6 min 27

28 Pro druhý stupeň transkonduktančního zesilovače volím proud I 6 = 50 µa. Pak dosadíme do následujícího vzorce: W W m L 6 2 I K ,7510 L 6 2 P 6 49,38 Pro splnění podmínek rovnováhy musíme dosadit do vzorců: I S 6 6 I 4 S 4 6 W I 3,4 5,5 10 * 49,38 W S6 6 L 3,4 I L 6 W L 7 S S S S 5 49,38* 2,23 10,15 2 *5,43 7 3,4 5,43 V IC (max) musí udržet v saturaci tranzistory M 3 a M 4 : V IC (max) V DD V SG3 V T1 V IC (max) 5 6 2*5, ,43* 29,7510 0,95 0,74 4, 53V Hodnota nulujícího rezistoru: 1 1 RC R = 2,61k 6 C Odhadovaná výkonová ztráta: PDISS ( VDD VSS )( I 5 I 6 ) -6 6 P DISS (5 0)( ) 0, 3mW m6 Tab. 3.3: Rozměry tranzistorů navrhovaného dvoustupňového OTA Tranzistor W/L W L 2*W/L W L M1 4,85 15,7 2 9,7 19,4 2 M2 4,85 15,7 2 9,7 19,4 2 M3 5,4 8,1 1,5 10,8 16,2 1,5 M4 5,4 8,1 1,5 10,8 16,2 1,5 M5 2,24 4,5 2 4,5 9 2 M6 49,3 74 1,5 98, ,5 M7 10,2 15,3 1,5 20,4 30,6 1,5 M8 2,24 4,5 2 4,

29 V tabulce 3.3 jsou vypočítané rozměry tranzistorů M1 až M8 pro návrh dvoustupňového OTA. Hodnota 2*W/L je simulována v systému CADENCE. U dvojnásobku vypočtených hodnot dochází k posunu hodnoty transientního kmitočtu f 0 z 12,5 MHz na hodnotu f 0 > 17 MHz což považuji za hodnotu kterou jsem chtěl docílit. 3.1 Simulace dvoustupňového OTA Obr.3.2: Frekvenční charakteristika dvoustupňového OTA Obr.3.3: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OTA 29

30 Obr.3.4: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OZ bez R C Obr.3.5: Frekvenční a fázová charakteristika dvoustupňového OZ bez kompenzace Simulace frekvenčních charakteristik ukazuje, že kompenzačním kapacitorem lze u takového OTA dosáhnout požadované hodnoty fázové bezpečnosti. Tohoto postupu je třeba, i když je zesilovač stabilní, neboť se takto omezuje překmit v časové oblasti. Nevýhodou je pokles tranzitního kmitočtu. 30

31 Obr.3.6: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA náběžné hrany sinálu Obr.3.7: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA sestupné hrany sinálu 31

32 Obr.3.8: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA pro C C = 1,1 pf Obr.3.9: Transientní charakteristika dvoustupňového OTA pro C C = 5 pf Při velkém kompenzačním kapacitoru dochází ke zkreslení výstupního sinálu. 32

33 Tab.4.2: Měření frekvenční a fázové charakteristiky dvoustupňového OTA A DC [db] f T [Mhz] PM [ ] bez C C 47 52,58 14 C C 47 17,31 61,27 C C +R C 47 17,32 67,03 4 JEDNOSTUPŇOVÝ OTA Transkonduktanční zesilovač na obrázku ( 4.1) je zjednodušenou verzí předchozího OZ. Zesílení v rovnici (2.1) je menší o zesílení invertoru, invertující vstup je na M 2. Chybí kompenzační kapacitor C C. Zatímco výpočet ICMR se nemění, výstupní napěťový rozsah je nižší o V DS (sat) tranzistoru M 2. Obr.4.1: Zapojení jednostupňového OZ v systému CADENCE Dominantní pól je určen výstupním odporem a velikostí zatěžovacího kapacitoru: p ds2 ds4 1 (4.1) CL U dvoustupňového OZ nárůst kapacity zátěže způsobí zhoršení fázové bezpečnosti. Je-li zatěžovací kapacitor současně kompenzačním kapacitorem, dominantní pól se přesune na nižší kmitočet, čímž se fázová bezpečnost naopak zlepší. Tomuto druhu OZ se proto říká samokompenzující se (self-compensated) [3]. 33

34 Tranzitní kmitočet je omezen zatěžovacím kapacitorem: f T m1 m2 2 C 2 C L L (4.2) Pro SR = 10 V/µs, C L = 5 pf, I BIAS = 50 µa byly v simulaci použity tyto hodnoty: Tab. 4.1: Rozměry tranzistorů navrhovaného jednostupňového OTA Tranzistor W/L W L M1 4,85 15,7 2 M2 4,85 15,7 2 M3 5,4 8,1 1,5 M4 5,4 8,1 1,5 M5 2,24 4,5 2 M6 2,24 4, Simulace jednostupňového OTA Obr.4.2: Frekvenční charakteristika jednoduchého OTA 34

35 Obr.4.3: Frekvenční a fázová charakteristika jednoduchého OTA Tab.4.2: Měření frekvenční a fázové charakteristiky jednoduchého OTA A DC [db] f T [Mhz] PM [ ] jednoduchý 44 8, Napěťový zisk jednoduchého OTA lze navýšit buď zvětšením poměru m /I D nebo výstupního odporu, například nahrazením jednoduchého proudového zrcadla zrcadlem kaskodovým, čímž se ještě více omezí výstupní napěťový rozsah. Další možnost, navyšování počtu stupňů zesilovače, problematizuje možnost nestability OZ. Není-li výstupní napěťový rozsah dostatečný, lze ho vylepšit použitím invertujícího zesilovače ve druhém stupni. 35

36 5 ZÁVĚR Byl navržen transkonduktanční operační zesilovač, který splňuje požadované zadání. Výsledky simulace totiž ukázaly, že při návrhu dvoustupňového transkonduktančního zesilovače při vypočtených hodnotách byl transientní kmitočet 12,5 MHz. Byla tak splněno požadované zadání. Pro ještě lepší výsledky jsem zdvojnásobil W/L pro zvýšení transientního kmitočtu při zachování kritéria stability. Byla tedy ověřena teorie stability operačního (transkonduktančního) zesilovače. V kapitole 2.4 je uvedeno, že nekompenzovaný dvojstupňový OTA má dva póly. V takovém případě by byl OZ vždy stabilní, což je v rozporu s výsledkem simulace (obr.3.5). Ve skutečnosti je s tranzistorem M 3 spojen další pól ( mirror pole), který se v modelu kompenzovaného OTA zanedbává, protože leží na relativně vysokých kmitočtech a na jeho frekvenční charakteristiku nemá žádný nebo zanedbatelný vliv. Zapojením kompenzačního kapacitoru do zpětné vazby mezi vstup a výstup druhého stupně vznikají v malosinálovém modelu dvě sinálové cesty, což se projeví v přenosové funkci zesilovače. Pokud není z 10, tak zhorší fázovou bezpečnost a je nutné ji eliminovat. T 36

37 6 POUŽITÁ LITERATURA [1] Jiří Dostál: Operační zesilovače, BEN, 2005, ISBN [2] Allen P.E.: CMOS Analo Circuit Desin, přednášky, [3] Behzad Razavi: Desin of Analo CMOS Interated Circuit, McGraw-Hill Hiher Education, ISBN [4] Electrical parameters CMOS 0.7um, technoloický manuál, AMI Semiconductor [5] PUNČOCHÁŘ, J. Operační zesilovače. BEN technická literatura, stran. ISBN [6] BEČVÁŘ, D. Návrh analoových interovaných obvodů: Ústav Mikroelektroniky, FEI VUT Brno, [7] Vratislav Michal, DTEE Brno University of Technoloy, and voltaea feedback amplifiers.pdf,

38 7 SEZNAM ZKRATEK A SYMBOLŮ A V f T ICMR K N K P L OZ PM RHP S SR V IC V TN V TP W λ ω T rozdílové zesílení napětí tranzitní kmitočet dovolený rozsah vstupního souhlasného napětí transkonduktanční parametr pro N-kanálový tranzistor transkonduktanční parametr pro P-kanálový tranzistor délka kanálu tranzistoru operační zesilovač fázová bezpečnost v pravé části komplexní roviny poměr mezi W a L mezní rychlost přeběhu vstupní souhlasné napětí prahové napětí pro N-kanálový tranzistor prahové napětí pro P-kanálový tranzistor šířka kanálu tranzistoru modulace délky kanálu tranzitní úhlový kmitočet x Y X Y x y X y celková okamžitá hodnota sinálu stejnosměrná složka sinálu střídavá složka sinálu komplexní hodnota simálu 38