Vybrané vlastnosti obvodů pracujících v proudovém módu a napěťovém módu

Transkript

1 Vybrané vlastnosti obvodů pracujících v proudové ódu a napěťové ódu Vratislav Michal, DTEE Brno University of Technology Vratislav.ichal@gail.co, Teoretický úvod: Označení obvodů pracujících v proudové ódu vychází z principu činnosti těchto obvodů, tj. z použití proudu jako veličiny nesoucí inforaci. Podle typu obvodu je poto zpracování signálu založeno pouze na operaci z proudy nebo na operaci s napětí i s proudy (obvod ve síšené ódu). Tato úloha se zabývá ěření a porovnání některých dynaických vlastností vybraných obvodů pracujících v proudové a napěťové ódu (AD844, LM3700,TL072). ) Základní pojy Kitočtový rozsah Kitočtový rozsah obvodu udává rozsah přenášeného kitočtového pása při dodržení určitých podínek. Zpravidla se jedná o páso kitočtů v něž pokles hodnoty napěťového přenosu nepřesáhne hodnotu -3dB. Rychlost přeběhu Rychlost přeběhu (SR Slew Rate) udává axiální rychlost nárůstu napětí za jednotku času na výstupu aktivního prvku. Hodnota SR je v podstatě velikost dv/dt odezvy výstupu zesilovače na jednotkový skok. Jednotka rychlosti přeběhu je V/s, či běžněji užívaná V/µs. Na rozdíl od ezního tranzitního kitočtu je rychlost přeběhu paraetr, který á nelineární projevy a ůže proto způsobit zkreslení signálu. Zároveň jsou jeho projevy závislé na velikosti aplitudy a kitočtu zpracovávaného signálu. Títo se odlišuje od hodnoty transitního kitočtu na které je jinak hodnota SR závislá. Haronický (sinusový) signál dosahuje axiální rychlosti (strosti) v ístech průchodu nulou, kde lze vyjádřit jako derivace: d U ax sin( ϖ t) t = 0, () dt kdy po derivování dostáváe hodnotu (pro danou frekvenci a axiální požadovanou aplitudu) požadované rychlosti přeběhu: SR = ϖu [V/s]. (2) Budee-li tedy chtít dosáhnout na výstupu zesilovače napětí sinusového průběhu o kitočtu f a axiální hodnotě U ax, usí hodnota SR zesilovače iniálně splňovat podínku (2). V souvislosti s rychlostí přeběhu se někdy ziňuje paraetr axiální výkonová frekvence, což je frekvence při které je zesilovač schopen ještě dosahovat daného rozkitu výstupního napětí U M bez zkreslení vlive oezení rychlosti přeběhu (viz. obr. ).

2 GBW G = f Obr. : Porovnání kitočtové charakteristiky zesílení G operačního zesilovače s otevřenou syčkou zpětné vazby s axiální rozkite haronického výstupního napětí s vrcholovou hodnotou U M v závislosti na jeho kitočtu. Transkonduktance g [S] Uvažuje převodník typu napětí/proud s převodní konstantou K, zatížený rezistore R. Tento převodník á ke vstupní svorká připojený zdroj napětí U IN a výstupní svorka je tak protékaná proude K*U IN. Rozěr hodnoty K lze určit z následujícího vztahu: A [ K ] = = = S. (3) V Ω Hodnota K představuje tak přío transkonduktanci g. Zatížíe-li výstup tohoto převodníku zatěžovací rezistore R z, ůžee hodnotu výstupního napětí definovat rovnicí U RZ = I R = g R U (4) out z Shoda jednotek napětí/proud=sieens není náhodná. Analýzou obvodu které vykazují transkonduktanci obvykle zjistíe, že její hodnota je určovaná určitý rezistivní prvke. V literatuře je často transkonduktance udávaná v jednotkách ho (oh čteno pozpátku). z in 2) Dynaické vlastnosti operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou VFA (Voltage Feedback Aplifier) Princip a základní vlastnosti operačního zesilovače jsou dostatečně popsány v literatuře. Z hlediska dynaických vlastností je vhodné zabývat se vnitřní strukturou operačního zesilovače.

3 Obr. 2: Zjednodušená vnitřní struktura operačního zesilovače s napěťovou zpětnou vazbou. Libovolný operační zesilovač ůžee prakticky rozdělit na dvě hlavní části: vstupní diferenciální stupeň s převodník U/I a výstupní zesilovač (viz. obrázek 2). Vstupní diferenciální stupeň s převodníke transforuje vstupní napětí na jediný, vzhlede k zei souěrný signál. Proud z převodníku U/I je veden na ipedanci R p, která dosahuje vysokých hodnot (je realizována parazitníi vodivosti ve struktuře zesilovače). Označíe-li transkonduktanci převodníku U/I g (vztaženo k vstupní svorká zesilovače), pak je zisk G prvního stupně, tj. v uzlu A roven: G = g R P. (5) Napětí je pak zesilováno ve druhé části zesilovače (v oddělovací zesilovači) se zesílení G 2. Tento zesilovač je z důvodů zajištění stability obvykle přeostěn kopenzační kapacitou C. Kapacita ezi vstupe a výstupe zesilovače tvoří ekvivalentní Millerovu kapacitu C M transforovanou v poěru: C M ( G + ) C =. (6) Přenos v uzlu A je pak daný paralelní spojení rezistoru R p a kapacity C M (5): G = g = = G RCs R Z g + τ s +, (7) kde Z je ipedance paralelní kobinace R p a C M. Ze vztahu (7) je patrné že v přenosu operačního zesilovače vzniká pól, označovaný jako doinantní (obrázek ). Celkové zesílení zesilovače pro kitočty nižší než kitočet doinantního pólu je pak G 0 =G *G 2. Vynásobení hodnoty kitočtu doinantního pólu celkový zesílení G 0 dostáváe tzv. Gain Bandwidth Product, označovaný jako GBW. Navrhujee-li zesilovač s operační zesilovače na zesílení G, je hodnota ezního kitočtu pro pokles -3dB dána: GBW f M =. (8) G Je zřejé, že pro jednotkové zesílení je hodnota ezního kitočtu rovna přío GBW. Vzhlede k vysoké hodnotě rezistoru R p, tvoří převodník U/I z obrázku 2 a kapacita C M integrátor proudu I. Odezvu napětí na kondenzátoru na jednotkový skok vstupního proudu I ůžee vyjádřit jako: uc () t Iax t C =. (9)

4 Jelikož hodnota proudu I neůže dosahovat nekonečné hodnoty, je i rychlost odezvy integrátoru oezená. Je tedy zřejý echanizus původu konečné hodnoty rychlosti přeběhu SR. 3) Dynaické vlastnosti operačního zesilovače s proudovou zpětnou vazbou CFA (Current Feedback Aplifier) Při zapojení klasického VFA zesilovače v lineární obvodě je vlive účinků zpětné vazby regulováno vstupní diferenciální napětí na nulovou hodnotu. U zapojení CFA zesilovače je na nulovou hodnotu nastavovaný proud tekoucí neinventující vstupe. G [db] 20 R I - I O R f A G P C M out VFA zesilovac GBW G = f -20dB/dek CFA zesilovac +in I - =I 0 U A =U OUT =I 0 R P A=+ R f R k 0k 00k M 0M F[Hz] Obr. 3: Operační zesilovač s proudovou zpětnou vazbou: a) principielní uspořádání tohoto zesilovače b) porovnání vlivu nastaveného zesílení VFA a CFA zesilovačů na hodnotu ezního kitočtu. Princip CFA zesilovače je patrný z obrázku 3a). Vstupní část tvoří jednotkový zesilovač s napěťový (vysokoipedanční) vstupe na kladné svorce a výstupe na záporné vstupu. Proud I 0 je obraze proudu I_, který prochází inventující vstupe. Tento proud vytváří na parazitní vodivosti G P, která dosahuje vysokých hodnot úbytek napětí. V toto bodě je realizováno veškeré zesílení obvodu. Zesílení oddělovacího stupně je nastaveno na a je tedy zřejé že parazitní Millerova kapacita dosahuje podstatně nižších hodnot než v porovnání s VFA zesilovače. To je i hlavní důvod proč CFA zesilovače dosahují výrazně vyšších hodnot rychlostí přeběhu (v řádech až tisíců V/µs v porovnání s desítkai u VFA zesilovačů). Sníání proudu I_ se nejčastěji provádí proudovýi zrcadly zapojenýi ve výstupní obvodu jednotkového zesilovače. Je zřejé že přenos veličiny ze vstupních obvodů do výstupních je na úrovni proudů. Právě tato vlastnost je pro obvody v proudové ódu typická. Přenos proěnné veličiny např. proudový zrcadle vyvolává jen nepatrné variace napětí na jeho vstupu. Je tedy zřejé že i případnýi parazitníi kapacitai tohoto vstupu

5 protéká zanedbatelný proud. Jejich vliv je tedy o poznání enší než u obvodů v napěťové ódu. Další zajíavou vlastností v porovnání s VFA zesilovači je, že velikost šířky pása B s reálný zesilovače nezávisí na celkové zesílení G 0, ale pouze na velikosti zpětnovazebního rezistoru R f. (viz. obrázek 3b). Odvození a vysvětlení tohoto jevu je popsáno v dostupné literatuře. Pro volbu zpětnovazebního rezistoru R f je z důvodu stability dodržovat doporučení výrobce. Na druhou stranu je třeba zínit, že transkonduktanční zesilovače neají příliš vhodné stejnosěrné a šuové vlastnosti a při nedodržení podínek daných výrobce jsou i náchylnější k nestabilitě. Jejich použití je tedy vhodné pouze ta, kde vyžadujee vysokou rychlost přeběhu (kapacitní zátěž, spínané kapacitory, koaxiální vedení apod.) či neproěnnou šířka pása v závislosti na nastavené zesílení. 4) Transkonduktanční zesilovač OTA (Operational Transconductance Aplifier) Transkonduktanční zesilovač je v podstatě napětí řízený zdroj proudu i out iout = g ( u+ u ), (0) kde u + a u - jsou napětí inventujícího a neinventujícího vstupu. Vnitřní struktura transkonduktančního zesilovače je zobrazena na obrázku 4a). Vstupní obvod je tvořen diferenciální vstupe a převodníke U/I. Výstup z tohoto převodníku je již přío výstupe transkonduktančního zesilovače. Transkonduktance g je obvykle říditelná externí proude Bias current I ABC. Připojení zatěžovacího rezistoru na jeho výstup obdržíe výstupní napětí naprázdno u ( u u ) = G ( u ) out = Rz g u. () Ze vztahu () vyplývá že trankonduktanční zesilovače ají z principu konečné zesílení a nevyžadují použití zpětné vazby. Tento fakt způsobuje že ezi vstupy transkonduktančního zesilovače není nulové napětí jako u VFA či CFA. Diferenciální stupeň je však více či éně nelineární a lze tedy připustit axiální vstupní rozdílové napětí v řádech stovek V. Překročení této eze vede k výraznéu zkreslení signálu. Absence zpětné vazby je výhodná z hlediska stability a kitočtového rozsahu. +Vcc Bias current U/I +Vcc Bias current +in + - Out +in + - -Vee Out +in Bias current -Vee A R P C Z U 0 G 0 =g R P

6 Obr. 4 a) Transkonduktanční zesilovač: a) používané scheatické značky těchto zesilovačů a b) zjednodušené vnitřní uspořádání s připojenou zátěží na výstupu. Připojení kondenzátoru Cz jako zátěže vzniká bezeztrátový integrátor s přenose: g F( s) =, (2) s C který je s výhodou (integrátor s uzeněný kapacitore) používán v integrovaných realizacích kitočtových filtrů. Zapojení se často označuje jako OTA-C. Ztrátový integrátor lze vytvořit z bezeztrátového připojení paralelního rezistoru R. Kitočtový přenos pak bude ít podobu: G0 H ( s) = g Z = g R =, (3) RCs + τ s + což foruje dolní propust prvního řádu s ezní kitočte ω=rc a sěrnicí potlačení 20dB/dek.