Algoritmy řízení a regulace výstupního napěťového střídače diesel-elektrické napájecí jednotky

Transkript

1 Ročník 010 Číslo IV Algoritmy řízení a reglace výstpního napěťového střídače diesel-elektrické napájecí jednotky 1 Z. Perotka, 1 T. Glasberger, 1 J. Molnár 1 Regionální inovační centrm elektrotechniky (RICE), ZČU v Plzni, Univerzitní 6, Plzeň pero@rice.zc.cz, tglasber@rice.zc.cz, jmolnar@rice.zc.cz Anotace: Tento článek popisje algoritmy řízení a reglace výstpní části diesel-elektrické napájecí jednotky, která je tvořena třífázovým čtyřvětvovým napěťovým střídačem se sinsovým filtrem na výstp. Hlavní pozornost je věnována vývoji PWM vedeného střídače. V příspěvk jso popsány dvě modlační techniky a srovnány jejich vlastnosti z hlediska možností vyžití a fnkce v celém reglačním systém jednotky: (i) modifikovaná sinsová PWM a (ii) vektorová PWM v sořadném systém abc. Dále je navržen reglační systém, který možňje jednotce napájet libovolno symetricko i nesymetricko zátěž nebo jejich kombinace při zachování symetrie sostavy výstpního napětí a nízkého THD. Fnkce navržených PWM algoritmů a reglačního systém byla ověřena jak na simlačním model, tak na postaveném laboratorním model měniče o jmenovitém výkon 18kVA. Annotation: This paper describes control algorithms for the otpt part of a diesel-electric power spply nit which is composed of a three-phase for-leg voltage sorce inverter with a sinsoidal filter. The paper is focsed on the development of PWM strategies for the mentioned inverter. The first part of this paper describes two modlation strategies and compares their properties and tilization possibilities in the spply nit: (i) modified carrier based PWM, and (ii) space vector PWM in abc coordinate system. The second part of this paper introdces the proposed control system of the power spply nit. The proposed control secres generation of symmetrical otpt voltages with low THD nder arbitrary load conditions. The nit is able to spply either symmetrical or nsymmetrical load or their combinations. The proper fnction of the designed PWM algorithms and overall control system has been verified by simlations as well as by experiments made on the developed laboratory model with rated power of 18kVA. ÚVOD Jak již bylo řečeno, tento článek se zabývá návrhem algoritmů řízení výstpní části napájecí jednotky. Hlavním požadavkem na napájecí jednotk byl její maximálně spolehlivý provoz, symetrické výstpní napětí a nízké THD při napájení libovolného typ zátěže (symetrická, nesymetrická, lineární, nelineární a jejich kombinace). Výstpní část měniče je koncipována jako třífázový čtyřvětvový napěťový střídač, což přináší rčitá úskalí při návrh jeho algoritmů řízení. Byly navrženy dva řídicí systémy, které se liší modlátorem. Jeden z nich vyžívá vektorovo PWM v sořadném systém abc (SVPWM space vector plse width modlation) a drhý vyžívá modifikovano PWM s nosno (CBPWM carrier based plse width modlation). Vlastnosti obo jso následně porovnány na navrženém laboratorním model jednotky. Hlavním požadavkem na navrhovaný řídicí systém bylo, jak je naznačeno výše, aby tento byl schopen vytvořit na výstp jednotky symetrické napájecí napětí při připojení libovolného typ zátěže a zajistit správno fnkci i při provoz bez zátěže. Je důležité poznamenat, že výstpní část jednotky je tvořena sinsovým LC filtrem, takže reglační systém zde má velmi náročno úloh potlačit možné oscilace napětí při změnách připojené zátěže. Článek je organizován následovně. V první části je popsána požitá vektorová PWM v sořadném systém abc. Následně je představena drhá aplikovaná modlační technika modifikovaná sinsová PWM. Ve třetí části jso vedeny navržené algoritmy řízení a reglace popisované dieselelektrické jednotky. V poslední části příspěvk jso prezentovány výsledky simlací a experimentů realizovaných na vyvintém laboratorním fnkčním model výstpního měniče jednotky o jmenovitém výkon 18 kva. TROJROZMĚRNÁ VEKTOROVÁ PWM V literatře lze najít několik existjících algoritmů pro řízení tohoto typ měniče, jeden z nich například vyžívá známo transformaci fázových veličin do trojrozměrného sořadného systém dq0 [1], []. Tento algoritms je velmi náročný pro implementaci a vyžití v systém reálného čas, je však něj poměrně snadné sledovat trajektorii požadovaného vektor napětí.

2 Sořadnice každého vektor je tvořena hodnoto výstpního fázového napětí střídače, není zde vyžita žádná transformace. Sořadnice jednotlivých vektorů odpovídající příslšné spínací kombinaci tranzistorů měniče jso vedeny v Tab. 1. Zde veličiny s a,s b,s c,s f představjí spínací kombinace (1=sepnt horní tranzistor v příslšné větvi měniče, 0=sepnt spodní tranzistor v příslšné větvi měniče), af, bf, cf jso fázová napětí zátěže (vůči netrální fázi N) vztažená k napětí ve stejnosměrném meziobvod U. Dvanáctistěn může být rozdělen do 4 různých tzv. regionů tvořených vždy trojicí základních lineárně nezávislých vektorů měniče. Požadovaný výstpní vektor lze potom vytvořit kombinací sepntí těchto tří vektorů v region a vektor nlového. Volb vhodného region lze provést pomocí následjících vztahů (1) a (): Obr.1. Základní výstpní vektory třífázového čtyřvětvového napěťového střídače v sořadném systém abc. Další algoritms vektorové PWM vyžívá zobrazení vektorů v sořadném systém abc. V tomto případě nedochází k žádné matematicky náročné transformaci, sořadnice vektor tvoří přímo okamžité hodnoty fázových napětí [3]. Zde je vhodné poznamenat, že čtyřvětvový střídač má více spínacích kombinací než klasický třífázový, což vede na složitější algoritmy řízení. Na drho stran je zde více stpňů volnosti pro vytvoření vhodného reglačního zásah. Tab. 1: Sořadnice výstpních vektorů střídače a odpovídající spínací kombinace. V s f s a s b s c af bf cf Vektory požitého algoritm, který principiálně vychází z [3], tvoří v trojrozměrném prostor dvanáctistěn tak, jak je znázorněno na obr. 1. V zásadě si lze spořádání vektorů představit jako dvě krychle spojené v jednom vrchol. C C C 1 3 * sgn INT ( af 1) * sgn INT ( bf 1) * sgn INT ( cf 1) C4 INT * * sgn ( af bf 1) C5 INT * * sgn ( bf cf 1) C6 INT * * sgn ( af cf 1) RP, (1) 6 ( 1) 1. i Ci, () i1 kde C1-C6 jso koeficienty pro rovnici (), * af, * bf, * cf jso požadovaná napětí (normované hodnoty), INT je celočíselná část příslšného argment a fnkce sgn rčje znaménko, resp. nenlovost jejího argment. Činitel RP může nabývat hodnot 1-64, ale ne všechny regiony lze zahrnot do výběr některé regiony moho být tvořeny lineárně závislými vektory, což je nežádocí. Jakmile je vybrán správný region, lze spočítat časy sepntí jednotlivých vektorů řešením rovnic (3) - (5): V = M. d, d = M. V, d = [d d d ] (3) V = af bf cf, M = V1 af V1 bf V1 cf V af V bf V cf V3 af V3 bf V3 cf, (4) d 1 d d d, (5) kde V * je požadovaný vektor napětí, d je vektor poměrných časů sepntí, M je matice rčená pomocí sořadnic tří vektorů (indexy V * 1 -V * 3 ), ze kterých je tvořen příslšný region. MODIFIKOVANÁ SINUSOVÁ PWM S NOSNOU

3 Tato metoda řízení střídače vychází z princip pblikovaného v [4]. Základní rovnice fázových napětí lze s pomocí obr. psát jako (6): af bf cf an bn cn n f n f n f, (6) kde af, bf, cf jso fázová napětí zátěže vzhledem k netrální fázi, an, bn, cn jso fázová napětí střídače a nf je offset napětí, který může být řízen a modifikován podobně jako napětí v ostatních fázích. U U af nf, bf U, cf U min nf U, (7) U U U, (8) max kde U min =min( af, bf, cf ), U max =max( af, bf, cf ). Časy sepntí lze následně rčit z (9), výpočet je podobný výpočtům časů sepntí sinsové PWM pro klasický třífázový střídač, kde T s je spínací perioda. an Ta U T T T b c f U U bn cn U fn T s T s T s (9) Obr. : Výkonový obvod navrženého čtyřvětvového třífázového napěťového střídače. Rovnice (7) a (8) představjí maximální dosažitelné napětí a maximální offset v napětí v netrální větvi v závislosti na požadovaném fázovém napětí: NAVRŽENÉ ALGORITMY ŘÍZENÍ VÝSTUPNÍHO STŘÍDAČE Strktra navrženého reglačního systém je blokově znázorněna na obr. 3. Výkonová část měniče je sestavena z třífázového čtyřvětvového napěťového střídače se sinsovým filtrem na výstp měniče. Základními reglovanými veličinami v tomto případě jso napětí na kondenzátorech filtr, ta jso tedy Obr. 3: Navržený řídicí systém výstpní části centrální napájecí jednotky.

4 Obr. 4: Napětí na kondenzátorech filtr při třífázové symetrické zátěži, U m*=35 V, f ot=50 Hz, CBPWM. Obr. 7: Napětí na kondenzátorech filtr při třífázové symetrické zátěži, U m*=35 V, f ot=50 Hz, SVPWM. Obr. 5: Napětí na kondenzátorech bez připojené zátěže, U m*=35 V, f ot=50 Hz, CBPWM. Obr. 8: Napětí na kondenzátorech bez připojené zátěže, U m*=35 V, f ot=50 Hz, SVPWM. Obr. 6: Napětí na kondenzátorech při nesymetrické nelineární zátěži, U m*=35 V, f ot=50 Hz, CBPWM. zavedena jako zpětné vazby do reglační strktry. Dalšími měřenými veličinami jso prody kondenzátory filtr, které složí ke zvýšení dynamiky reglačního zásah. Všechny měřené veličiny jso transformovány do rotjícího sořadného systém dq0 svázaného s výstpním napětím měniče a zavedeny do sostavy PI reglátorů napětí a prodů. Každá ze složek je řízena odděleně, nezávisle na ostatních, což je hlavním rozdílem oprosti systémům popisovaných např. v [5]. Vstpem do řídicího systém jso požadovaná napětí cdw, cwq, c0w, jak je znázorněno na obr. 3. Výstpní Obr. 9: Napětí na kondenzátorech při nesymetrické nelineární zátěži, U m*=35 V, f ot=50 Hz, SVPWM. signály sostavy PI reglátorů představjí následně příkazy pro PWM modlátor. Pozice rotjícího sořadného systém, která je nezbytná pro transformaci veličin do složek dq0, je vypočtena ze známé (požadované) frekvence výstpního napětí f w (typicky 50 nebo 60 Hz). SIMULAČNÍ VÝSLEDKY Následjící obrázky prezentjí simlační výsledky chování výstpní části jednotky s navrženými algoritmy řízení a reglace a s oběma metodami

5 PWM: SVPWM a CBPWM. Simlační výsledky byly získány při různých typech zátěží, např. tří- nebo jednofázová, lineární nebo nelineární, symetrická nebo nesymetrická. Obr. 4-6 znázorňjí chování systém s CBPWM, parametry simlace byly následjící: napětí ve stejnosměrném meziobvod U =700 V, amplitda požadovaného napětí U m *=35 V, a výstpní frekvence f w =50 Hz. Na obr. 4 je znázorněno chování systém se symetricko třífázovo zátěží, obr. 5 znázorňje chování systém bez připojené zátěže, zde kvůli LC filtr vznikají oscilace napětí při start měniče. Překmity napětí lze na úkor dynamiky celého systém snížit prostřednictvím zesílení PI reglátorů [5]. Chování systém s nelineární nesymetricko zátěží je znázorněno na obr. 6. Zde je vidět zkreslení výstpního napětí, které lze opět zmenšit pomocí snížení zesílení PI reglátorů, opět na úkor dynamiky systém v přechodových stavech. Tento stav je vidět z obr. 7-9, kde zesílení PI reglátorů bylo nižší. Tyto Obr. 10: Start měniče: Napětí na kondenzátorech při symetrické třífázové zátěži, U m * =100 V, f ot=50 Hz, CBPWM, ch1: ca (V), ch: cb (V), ch3: cc (V). Obr. 13: Ustálený stav: Napětí na kondenzátorech při provoz bez zátěže, U m * =100 V, f ot=50 Hz, SVPWM, ch1: ca (V), ch: cb (V), ch3: cc (V). Obr. 11: Ustálený stav: Napětí na kondenzátorech při nesymetrické nelineární zátěži, U m * =100 V, f ot=50 Hz, CBPWM, ch1: ca (V), ch: cb (V), ch3: cc (V), ch4: i a (A). Obr. 14: Ustálený stav: Napětí na kondenzátorech při nesymetrické nelineární zátěži, U m * =100 V, f ot=50 Hz, SVPWM, ch1: ca (V), ch: cb (V), ch3: cc (V), ch4: i a (A). Obr. 1: Start měniče: Napětí na kondenzátorech bez připojené zátěže, U m * =100 V, f ot=50 Hz, CBPWM, ch1: ca (V), ch: cb (V), ch3: cc (V), ch4: i a (A). Obr. 15: Laboratorní model napájecí jednotky: výkonový měnič, filtr, měřící modly, mikroprocesorový reglátor s TMS30F81.

6 obrázky také znázorňjí chování systém s drhým, vektorovým způsobem modlace. EXPERIMENTY NA VYVINUTÉM LABORATORNÍM MODELU Správná fnkce navržených algoritmů řízení měniče byla ověřena experimentálně na postaveném laboratorním model napájecí jednotky o výkon 18 kva. Napětí ve stejnosměrném meziobvod bylo při testech nastaveno na U =10 V. Amplitda požadovaného výstpního napětí byla U m * =100 V a požadovaná výstpní frekvence f w =50 Hz. Experimenty byly provedeny pro různé typy zátěží: symetrická třífázová, bez zátěže a jednofázová nelineární zátěž. Parametry sinsového filtr jso L= mh a C=0 F v každé fázi. Spínací frekvence měniče byla nastavena na f pwm =8 khz. Na obr jso znázorněny výsledky experimentů chování výstpní části napájecí jednotky s CBPWM. Obr. 10 znázorňje chování systém při symetrické třífázové zátěži typ RL, obr. 11 chování s připojeno nelineární jednofázovo zátěží. Tto zátěž představje diodový můstkový směrňovač, na jehož stejnosměrné straně je připojen kondenzátor s paralelním rezistorem. Obr. 1 znázorňje start měniče bez vliv řídicího systém (v otevřené reglační smyčce) a bez připojené zátěže s požitím CBPWM. Obr. 13 dále znázorňje chování systém při provoz bez zátěže při SVPWM, chování systém s nelineární jednofázovo zátěží a SVPWM je na obr. 14. Na obr. 15 je vyobrazeno pracoviště s vyvintým laboratorním modelem. ZÁVĚR V tomto článk jso popsány navržené algoritmy řízení a reglace pro výstpní část vyvinté dieselelektrické napájecí jednotky. V rámci projekt byl postaven laboratorní model výkonového polovodičového měniče pro tto jednotk o výkon 18 kva. Správná fnkce navrženého měniče a jeho řídicího systém byla ověřena jak na simlačním model, tak i experimentálně na vedeném laboratorním model jednotky. Hlavní důraz prezentovaného výzkm byl zaměřen na PWM modlace čtyřvětvového třífázového měniče. Byly vyvinty, implementovány a srovnány dva různé algoritmy PWM s nosno (CBPWM) a trojrozměrná vektorová PWM (SVPWM). Získány byly následjící poznatky: 1) Navržený řídicí systém splňje zadané požadavky, tj. možňje řídit výstpní napětí ve složkách dq0, v každé z nich nezávisle, a proto je možné tento systém požít pro napájení libovolných typů zátěží. ) Oba PWM algoritmy, CBPWM i SVPWM, moho být požity pro modlátor v navrženém řídicím systém. Požitá reglace v rotjícím sořadném systém svázaném s vektorem požadovaného napětí však plně nevyžívá potenciál SVPWM v sořadném systém abc, které není principiálně ntno aplikovat žádno transformaci fázových veličin do jiného sořadného systém. 3) SVPWM dosahje výsledků, které jso srovnatelné s CBPWM. V tomto případě je SVPWM komplikovanější a její výpočetní čas je delší než popisované CBPWM. To přináší rčitá úskalí při implementaci 3D SVPWM v systém reálného čas. Na základě výsledků simlací a rozsáhlých laboratorních experimentů bylo rozhodnto, že ve finální verzi prototyp bde požit algoritms PWM s nosno, neboť je výpočetně nenáročný a vykazje lepší chování v řadě přechodových dějů. V tomto článk prezentovaná reglace v rotjícím sořadném systém navíc nemůže naplno vyžít všech výhod daných 3D SVPWM, které by částečně mohly kompenzovat vedené nevýhody tohoto algoritm. LITERATURA [1] Ryan, M.J. - De Doncker, R.W. - Lorenz, R.D: Decopled Control of a For-Leg Inverter Via a New 4 x 4 Transformation Matrix. IEEE Trans. on Power Electronics. Vol. 16, No. 5, September 001, pp [] Zhang, R. - Prasad, W. H. - Boroyewich, D.: Three-Dimensional Space Vector Modlation for For-Leg Voltage Sorce Converters. IEEE Trans. on Power Electronics. Vol. 17, No. 3, pp , May 00. [3] Perales, M. A. - Prats, M. M. - Portillo, Ramón - Mora, José L. - León, José I. - Franqelo, Leopoldo G.: Three-Dimensional Space Vector Modlation in abc Coordinates for For-Leg Voltage Sorce Converters. IEEE Power Electronics Letters. Vol.1, No.4, pp , December 003. [4] Kim, J.H. - Sl, S.K.: A Carrier-Based PWM Method for Three-Phase For-Leg Voltage Sorce Inverters. IEEE Trans. on Power Electronics. Vol.19. No.1.pp Janary 004. [5] Zhang, R.: High Performance Power Converter Systems for Nonlinear and Unbalanced Load/Sorce. [Dissertation] Virginia Polytechnic Institte and State University. Blacksbrg, Virginia, USA, Tento článek vznikl s podporo projekt CZ.1.05/.1.00/ : Regionální inovační centrm elektrotechniky (RICE) a grantového projekt GA ČR 10/09/1164.