VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY

Transkript

1 VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ BRNO UNIVERSITY OF TECHNOLOGY FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV VÝKONOVÉ ELEKTROTECHNIKY A ELEKTRONIKY FACULTY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATION DEPARTMENT OF POWER ELECTRICAL AND ELECTRONIC ENGINEERING PRŮMYSLOVÉ ČERPADLO S INTEGROVANÝM ELEKTROMAGNETICKÝM SYSTÉMEM INDUSTRIAL PUMP WITH ELEKTROMAGNETIC SYSTEM DIZERTAČNÍ PRÁCE DOCTORAL THESIS AUTOR PRÁCE AUTHOR VEDOUCÍ PRÁCE SUPERVISOR Ing. IVO PAZDERA prof. Ing. JIŘÍ SKALICKÝ, CSc. BRNO 3 - -

2 Prohlášení Prohlašuji, že jsem diserační práci na éma PRŮMYSLOVÉ ČERPADLO S INTEGROVANÝM ELEGKTROMAGNETICKÝM SYSTÉMEM zpracoval samosaně a použil jen prameny uvedené v seznamu lieraury. V Brně dne Podpis auora - -

3 Poděkování V úvodu éo práce bych rád poděkoval prof. Ing. Jiřímu Skalickému, CSc. za vedení diserační práce. Dále děkuji doc. Ing. Pavlu Vorlovi, Ph.D. a doc. Dr. Ing. Miroslavu Paočkovi za cenné rady a připomínky při řešení éo práce. Děkuji Ing. Peru Procházkovi, Ph.D. za pomoc při realizaci funkčního vzorku

4 Klíčová slova SiC polovodiče, nekonvenční filr DC/AC měniče, vysoká spínací frekvence, zkreslení PWM, ochranná doba ranzisoru, bez-ucpávkové čerpadlo, diskový synchronní moor, akivní magneické ložisko. Keywords SiC semiconducors, non-convenional filer of a DC/AC converer, high swiching frequency, PWM disorion, dead-ime, radial sealless pump, disk synchronous hree-phase moor, acive magneic bearing

5 Absrak Tao práce je zaměřena konsrukci DC/AC sřídače s použiím progresivní polovodičové echnologie SiC s novou opologií výsupního filru. Výzkum a následný vývoj ohoo měniče byl součásí širšího výzkumného úkolu zaměřeného na inovaivní konsrukci průmyslového bez-ucpávkového čerpadla. Navrhovaný DC/AC sřídač pracuje s vysokou spínací frekvencí khz. Tako vysoká hodnoa spínací frekvence je prozaím v průmyslových pohonech s výsupním napájecím napěím 4V zcela neobvyklá. Nové výkonové SiC ranzisory v sobě spojují robusnos ranzisorů IGBT (maximální blokující napěí a maximální proud v sepnuém savu) a nízké zráy ranzisorů MOSFET (rychlos procesu zapínání a vypínání malé přepínací zráy, malý odpor kanálu v sepnuém savu malé zráy vedením). Vysoká spínací frekvence umožňuje sníži hodnoy indukčnosí a kapaci ve výsupním filru a ím redukova velikos ohoo filru. Jeho použií pak není ani z hlediska celkové hmonosi a ceny zařízení problemaické. V současnosi se oiž (při nižších spínacích frekvencích) od použií filru časo z ekonomických důvodů upouší. Následkem oho jsou pak problémy v oblasi EMC a živonosi ložisek a izolace mooru - ložiskové proudy, du/d namáhání izolací ad. Hladké sinusové napájení zajišěné příomnosí kvaliního výsupního filru snižuje aké vf pulzace momenu. Třífázový synchronní moor pohánějící čerpadlo je umísěn v ělese čerpadla a je konsruován jako diskový bez železa. Díky omu jsou vlasní indukčnosi fázových vinuí malé a při absenci filru by vznikalo velké zvlnění fázových proudů s negaivním vlivem na napájecí měnič. Vzniklé velké vf zvlnění momenu by aké negaivně ovlivňovalo činnos použiého akivního magneického ložiska (v oblasi sání je oiž klasické ložisko nahrazeno akivním magneickým ložiskem). Výhodu akivního magneického ložiska lze spařova v případě čerpání agresivních láek, keré by klasické ložisko rychle znehodnocovaly, nebo v případě zaručení nízkého znečisění čerpané láky. Absrac This work is focused on innovaive consrucion of he indusrial radial sealless pump and mainly on consrucion of he hree phase DC/AC converer based on new semiconducor echnology SiC. These new semiconducor devices allow move swiching frequency up o khz. For such high swiching frequency new nonconvenional opology of he oupu filer was designed. This high frequency is currenly unusual in hree-phase applicaion wih oupu volage 4V. High swiching frequency reduces size of wound componens of he oupu filer and is presence is acceped in erms of oal weigh and price of he whole sysem. Clear sinus waveform of he oupu converer volage reduces orque ripple, EMC and exend he lifeime and reliabiliy of mechanical pars and he whole pump drive. Three phase synchronous moor is direcly placed ino he pump body and is designed as sloless moor. In he inle area is he classical bearing replaced by acive magneic bearing. I is used due o - 5 -

6 possibiliy o pump aggressive liquids or subsances where high level of cleanness has o be guaraneed

7 Seznam použiých symbolů N+ vysoce doovaná záporná polovodičová vrsva N- málo doovaná záporná polovodičová vrsva P kladně doovaná polovodičová vrsva u Va věvové napěí fáze a u Vb věvové napěí fáze b u Vc věvové napěí fáze c u az napěí na záěži fáze a u bz napěí na záěži fáze b u cz napěí na záěži fáze c R a odpor fáze a R b odpor fáze b R c odpor fáze c i az proud záěže fáze a i bz proud záěže fáze b i cz proud záěže fáze c L a indukčnos záěže fáze a L b indukčnos záěže fáze b L c indukčnos záěže fáze c u ia vniřní indukované napěí záěže ve fází a u ib vniřní indukované napěí záěže ve fází b vniřní indukované napěí záěže ve fází c u ic u z u af u bf u cf L a,fil L b,fil L c,fil L fil i a,fil i b,fil i c,fil napěí sředu řífázové záěže napěí fáze a na výsupu filru vůči nulovému poenciálu měniče napěí fáze b na výsupu filru vůči nulovému poenciálu měniče napěí fáze c na výsupu filru vůči nulovému poenciálu měniče indukčnos filru fáze a indukčnos filru fáze b indukčnos filru fáze c indukčnos filru (v kap. 4. a 4. je ak chápána jedna indukčnos ve věvi, v kap. 4.3 je ak chápana celková indukčnos filru jedné fáze) proud cívkou filru fáze a proud cívkou filru fáze b proud cívkou filru fáze c - 7 -

8 u La,fil u u VaH u VbH u VcH u VaD u VbD u VcD u af u bf u cf i ah i bh i ch i ad i bd i cd U DC U am s a s b s c okamžiá hodnoa napěí na indukčnosi L afil napěí sředu řífázové sousavy věvové napěí věve horního ranzisoru fáze a věvové napěí věve horního ranzisoru fáze b věvové napěí věve horního ranzisoru fáze c věvové napěí věve dolního ranzisoru fáze a věvové napěí věve dolního ranzisoru fáze b věvové napěí věve dolního ranzisoru fáze c fázové napěí filru fázové napěí filru fázové napěí filru proud horní cívkou fáze a proud horní cívkou fáze b proud horní cívkou fáze c proud dolní cívkou fáze a proud dolní cívkou fáze b proud dolní cívkou fáze c napěí měniče meziobvodu ampliuda napěí fáze a okamžiá hodnoa sřídy fáze a okamžiá hodnoa sřídy fáze b okamžiá hodnoa sřídy fáze c u napěí sředu řífázové sousavy při poruše jednoho ranzisoru on doba po kerou je sepnu ranzisor off doba po kerou je ranzisor vypnu T PWM doba periody PWM modulace k k-ý násobek periody PWM modulace I H,on (k) U LH,on (k) U LH,off (k) I D,on (k) nárůs proudu v horní cívce během k-é periody PWM modulace, při sepnuém horním ranzisoru napěí na horní cívce během k-é periody PWM modulace, při sepnuém horním ranzisoru napěí na horní cívce během k-é periody PWM modulace, při vypnuém horním ranzisoru nárůs proudu v dolní cívce během k-é periody PWM modulace, při sepnuém dolním ranzisoru - 8 -

9 U LD,on (k) U LD,off (k) I D,off (k) I H,off (k) f h f PWM i av I am u h R okr R okr,b E zby E R E R,b k max S,max S (k) M P j,r U FD I HL,ef I DL,ef I HL,sr I DL,sr I napěí na dolní cívce během k-é periody PWM modulace, při sepnuém dolním ranzisoru napěí na dolní cívce během k-é periody PWM modulace, při vypnuém dolním ranzisoru pokles proudu v dolní cívce během k-é periody PWM modulace, při vypnuém dolním ranzisoru pokles proudu v horní cívce během k-é periody PWM modulace, při vypnuém horním ranzisoru doba, po kerou nevede proud v paraziní cívce frekvence první harmonické výsupního napěí filru frekvence PWM výsupní proud z věve A ampliuda proudu fáze a obecný fázový posun proudu fáze a první harmonická fázového napěí celkový odpor smyčky okruhového proudu příslušející jedné věvi bezpečná hodnoa odporu smyčky okruhového proudu příslušející jedné věvi přírůsek energie v paraziní cívce za jednu periodu PWM přírůsek energie v paraziní cívce za jednu periodu PWM při nenulovém odporu smyčky okruhového proudu. bezpečná hodnoa energie, kerá musí bý přeměněná v Jouelovo eplo. hodnoa zvlnění proudu v cívce filru v k-é periodě PWM maximální hodnoa zvlnění proudu v cívce filru hodnoa nárůsu fázového proudu během jedné periody PWM směrnice nárůsu fázového proudu v k-é periodě PWM modulační koeficien Jouelovy zráy ve smyčce okruhového proudu napěí na diodě v propusném směru efekivní hodnoa proudu horní cívkou jedné fáze efekivní hodnoa proudu dolní cívkou jedné fáze sřední hodnoa proudu horní cívkou jedné fáze sřední hodnoa proudu dolní cívkou jedné fáze přírůsek proudu v paraziní cívce pří kriické hodnoě odporu cesy okruhového proudu v porovnání s bezpečnou hodnoou - 9 -

10 R okr,kri P prep E on E off K u K i P ved,tr R Tr,on R DD,on P ved,d I Tr,ef I D,ef I D,sr P celk P prid,pr K NI,sr K NI,ef P pridv,tr P pridv,d P prid,celk P RL I af,ef R L P RL,prid R C P RC T DT T D ON,id U Vx I zkr kriická hodnoa odporu smyčky okruhového proudu příslušející jedné věvi přepínací zráy na ranzisoru zráová energie na ranzisoru při spínacím ději zráová energie na ranzisoru při vypínacím ději činiel napěí pro přepoče kaalogové hodnoy zráové energie na ranzisoru činiel proudu pro přepoče kaalogové hodnoy zráové energie na ranzisoru zráy vedením na ranzisoru odpor kanálu ranzisoru diferenciální odpor kanálu ranzisoru zráy vedením na diodě efekivní hodnoa proudu ranzisorem efekivní hodnoa proudu diodou sřední hodnoa proudu diodou celkové zráy na polovodičích měniče vyvolané pracovním proudem přídavné přepínací zráy na ranzisoru normalizační činiel varu sřední hodnoy proudu v paraziní cívce nové opologie normalizační činiel varu efekivní hodnoy proudu v paraziní cívce nové opologie přídavné zráy vedením na ranzisoru přídavné zráy vedením na diodě celkové přídavné zráy na polovodičích zráy na odporech filračních cívek efekivní hodnoa proudu odpor filrační cívky přídavné zráy na odporu filrační cívky odpor filračního kondenzáoru zráy na odporech filračních kondenzáorů minimální doba zpoždění signálu pro sepnuí ranzisoru ochranná doba vkládaná do PWM moduláoru ideální doba sepnuí ranzisoru úbyek věvového napěí v důsledku ochranné doby přírůsek proudu vlivem krákodobého zkrau při současném sepnuí horního i dolního ranzisoru - -

11 d,off f,off r,on d,on zkr L okr I M I() I a,iv () s x ( x ) výpoču s x3 ( x3 ) I a,v () kaalogová hodnoa zpoždění poklesu proudu ranzisorem při jeho vypínání kaalogová hodnoa doby poklesu proudu ranzisorem při jeho vypínání kaalogová hodnoa doby nárůsu proudu ranzisorem při jeho zapínání kaalogová hodnoa zpoždění nárůsu proudu ranzisorem při jeho zapínání doba po kerou působí zkra ranzisorů indukčnos v horní, nebo dolní věvi nové opologie výsupního filru celkový nárůs proudu v paraziní cívce za jednu periodu PWM s uvážením přírůsků proudu vlivem krákodobých zkraů meziobvodu při komuaci horního a dolního ranzisoru akuální hodnoa zvlnění fázového proudu akuální hodnoa zvlnění fázového proudu ve IV. sekoru fázorové roviny vekoru napěí hraniční hodnoa sřídy (času) ve IV. sekoru kdy dochází ke změně maximální hodnoy zvlnění hraniční hodnoa sřídy (času) v VI. sekoru kdy dochází ke změně výpoču maximální hodnoy zvlnění akuální hodnoa zvlnění fázového proudu v V. sekoru fázorové roviny vekoru napěí max maximální hodnoa zvlnění proudu v cívce filru pro sřídy a i f,ob () f ob () f ob (k) F ob,ef (k) i Lp () I Lp,ef () F ob,sř I Lp,sř () i c () I C,ef R S R C R Z L Z obálka zvlnění fázového proudu schodoviá normovaná funkce obálky zvlnění fázového proudu diskrení hodnoa schodovié obálkové funkce efekivní hodnoa schodovié obálkové funkce f ob () dílčí inerval inegrace schodovié obálkové funkce f ob () okamžiá hodnoa proudu paraziní cívkou efekivní hodnoa proudu paraziní cívkou sřední hodnoa schodovié obálkové funkce f ob () sřední hodnoa proudu paraziní cívkou okamžiý proud filračním kondenzáorem efekivní hodnoa proudu filračního kondenzáoru sériový odpor filrační cívky sériový odpor filračního kondenzáoru odpor záěže indukčnos záěže lumení obvodu hradla ranzisoru - -

12 R g C iss L P č Q čerp kap H g F l B r dn s N s di s k v r r D l v B max M U if U Sef M č P i B m S m c l m odpor budicího obvodu hradla ranzisoru vsupní kapacia hradla ranzisoru indukčnos společné vodivé cesy budicího obvodu hradla a silové čási ranzisoru výkon čerpadla průok čerpadla účinnos čerpadla husoa kapaliny výška čerpání kapaliny íhové zrychlení síla délka vodiče magneická indukce poloměr ramene působící síly diferenciální přírůsek záviů na jednu fázi celkový poče záviů na jednu fázi diferenciální přírůsek proudových elemenů v řífázovém vinuí mooru mechanický úhel úhlová rychlos záěžný úhel činiel vinuí vniřní poloměr vinuí vnější poloměr vinuí souče vnějšího r a vniřního r poloměru vinuí akivní délka vodiče maximální hodnoa magneické indukce momen mooru efekivní hodnoa indukovaného napěí efekivní hodnoa sdruženého napěí čerpadla změřený momen čerpadla vniřní výkon synchronního sroje magneická indukce v pracovním bodě obsah plochy permanenního magneu celková vodivos magneického obvodu mooru výška permanenního magneu - -

13 r cm hm a b x R R K D d l w l v j k cu S cu a p X(d,w) g(d,w) w d r l fe R ML F M G W rozpylová vodivos celková vodivos vzduchové mezery magneická vodivos z čela magneů magneická vodivos z hrany magneů šířka magneu délka magneu výška magneu vzduchová mezera mooru sřední vzdálenos dvou sousedních magneů v rovině vzdálenos konců dvou magneů v rovině koeficien uhosi magneického ložiska koeficien ření magneického ložiska vnější průměr ložiska vniřní průměr ložiska délka akivní čási saoru magneického ložiska šířka pólů pólová rozeč délka vzduchové mezery proudová husoa činiel varu průřez vinuí ložiska koeficien zohledňující rozložení síly v závislosi na poču pólů ložiska Lagrangeův muliplikáor Lagrangeova definiční funkce Lagrangeova definiční funkce opimální šířka pólů opimální vniřní průměr ložiska spřažený magneický ok relaivní permeabilia maeriálu sřední délka siločáry magneické indukce v magneickém obvodu ložiska odpor vinuí ložiska magneická síla ložiska íha rooru ložiska magneická energie - 3 -

14 l v A,B,C,D F ML F Me K M T M F čp K I F S F o F w R I T,T K CPOL T P F SP F op F wp T K SP R P K PP K DP F ERR nominální vzduchová mezera magneického ložiska maice linearizované sousavy magneického ložiska přenosová funkce magneického ložiska přenos měniče pro napájení magneického ložiska zesílení měniče magneického ložiska náhradní časová konsana měniče magneického ložiska přenosová funkce čidla proudu magneického ložiska zesílení čidla proudu magneického ložiska přenosová funkce sousavy proudové smyčky magneického ložiska přenos oevřené smyčky proudu magneického ložiska přenos uzavřené smyčky proudu magneického ložiska časová konsana uzavřené smyčky navržené dle meody opimálního modulu a symerického opima přenos reguláoru proudu časové konsany reguláoru proudu magneického ložiska zesílení polohového čidla magneického ložiska časová konsana čidla polohy přenosová funkce sousavy polohové smyčky magneického ložiska přenos oevřené smyčky polohy magneického ložiska přenos uzavřené smyčky polohy magneického ložiska náhradní součová časová konsana sousavy polohové smyčky magneického ložiska zesílení polohové smyčky magneického ložiska přenos reguláoru polohy proporcionální zesílení reguláoru polohy magneického ložiska derivační zesílení reguláoru polohy magneického ložiska přenosová funkce poruchy v sousavě polohové smyčky magneického ložiska - 4 -

15 Obsah. Úvod 6. Přehled současného savu problemaiky 8. Srovnání výkonových, křemíkových polovodičů s novou echnologií SiC, aplikační možnosi SiC polovodičů v echnice pulsních měničů 8. Koncepce odsředivého čerpadla pro průmyslové aplikace 3. Cíle diserační práce 6 4. Třífázový DC/AC měnič s novou opologií silového obvodu, osazený výkonovými SiC ranzisory Maemaická analýza řífázového DC/AC s aypickou opologií silového obvodu 9 4. Modelování nové opologie a ověření její vlasnosí Volba a dimenzování prvků výsupního filru Realizace funkčního vzorku Měření a ověření vlasnosí nové opologie na funkčním vzorku Konsrukce čerpadlového bloku Návrh akivního magneického ložiska 7 7. Závěr 5 8. Lieraura 7-5 -

16 . Úvod Současné požadavky při návrhu aplikací v oblasi elekrických pohonů a výkonové elekroniky lze shrnou do několika hlavních bodů: Zvyšování účinnosi všech sysémových prvků sousavy elekrického pohonu od napájecích jednoek až po mechanické čási. Snižování nákladů na komponeny i celkovou realizaci aplikace. Hledání jednoduchých a efekivních řešení. Snižování velikosi a hmonosi celého zařízení, zvlášě má-li bý vesavěno do komplexnějšího sysému. Inegrace jednolivých součásí pohonu do kompakní neoddělielné konsrukce. Snaha o snižování dopadu výrobku na živoní prosředí. Univerzalia aplikace, edy schopnos pracova v mnoha režimech a prosředích Při vývoji nových aplikací pak yo požadavky nuí vývojáře k nasazení moderních echnologií a součásek. Vývoj nových maeriálů umožňuje návrh inovaivních koncepcí ve všech čásech sousavy elekrického pohonu. Nuno ovšem zmíni, že jednolivé výše uvedené požadavky se do jisé míry vylučují, a proo je vždy návrh nové koncepce jisým kompromisem. Tao práce ukazuje možnos inovace sandardního průmyslového čerpadla s moorem napájeným řífázovým měničem s neobvyklou konsrukcí výsupního filru. Měnič je posaven z nových výkonových součásek využívajících echnologii karbidu křemíku. Tao echnologie zlepšuje již ak skvělé dynamické vlasnosi konvenčních křemíkových ranzisorů MOSFET a posouvá jejich závěrné napěí vysoko nad hodnoy kv. Tím oevírá cesu k nasazení ranzisorů MOSFET i v aplikacích s hladinou napěí meziobvodu nad 3V, kerých je bezesporu v oblasi elekrických pohonů věšina. Výborné dynamické vlasnosi ěcho ranzisorů umožňují zvyšova spínací frekvence, aniž by nepřijaelně rosly přepínací zráy měniče. To umožňuje snižova velikos lumivek případně pulsních ransformáorů měniče, snižova akusický hluk pohonu ad. Zlepšený odvod epla ze SiC čipu dovoluje snížení velkosi chladicích sousav. Všechny yo vlasnosi vedou k návrhu řífázových měničů, keré jsou menší a účinnější, než měniče založené na IGBT echnologii. Razanní zvýšení spínací frekvence DC/AC měniče ovšem zvyšuje vliv paraziních jevů, keré jsou poom příčinou nunosi modifikova celou opologii silového obvodu (aby byl obvod z prakického hlediska realizovaelný a plně funkční). Jedná se zejména o obíže spojené s realizací velmi malé hodnoy ochranné doby (dead-dime) při velké spínací frekvenci. Obížnos práce proo spočívala právě v překonání ěcho konkréních úskalí, jejichž exisence se v plné šíři projevuje eprve při skuečné realizaci. Je éměř bezpředměné snaži se naléz uspokojivé řešení pouze v rovině simulací

17 Nejdůležiější očekávané vlasnosi nové opologie silového obvodu realizovaného řífázového DC/AC měniče: Velmi vysoká spínací frekvence khz při napěí meziobvodu až 54V a výkonu až 6kW. Tranzisory jsou spínány bez ochranných dob (dead-ime). Nedochází ke zkreslení výsupního napěí (zkreslení PWM). Díky příomnosi filru je výsupní napěí sinusové. Eliminace ložiskových proudů, snížení zá v železe mooru. Nižší napěťové namáhání du/d komplemenárního ranzisoru ve věvi. Nižší úroveň rušení do budicích obvodů. Omezení zkraového proudu meziobvodu a možnos jeho rychlého snímání. Nižší EMI na vysokých frekvencích vlivem malých zoavovacích dob SiC diod. Vinuí mooru čerpadla je zalio v pryskyřici a čerpaná kapalina poskyuje pořebné chlazení. Umísění mooru do ělesa čerpadla vyhovuje modernímu pojeí inegrace sysémových modulů pohonu. Moor obsahuje dvě nezávislá vinuí, kerá lze zapoji dle pořeby do série nebo paralelně. Moor lze edy provozova na dvou napěťových hladinách. V oblasi sání kapaliny je navíc použio akivní magneické ložisko míso klasického kuličkového ložiska. Too řešení odsraňuje nunos použií ucpávky, kapalina prochází akivním prosorem čerpadla, přičemž současně lumí případné vibrace. Pro hladký chod magneického ložiska přispívá konsrukce magneického obvodu mooru a hladké sinusové napájení na výsupu filru DC/AC měniče. Spínací frekvence měniče je dosaečně vysoká, aby nemohla ohrozi chod magneického ložiska případnými rezonancemi. Proože v případě magneického ložiska není příomno žádné mazání, lze jej využi pro různé ypy čerpaných kapalin a rozsahy jejich eplo. Nová koncepce ukazuje moderní pojeí návrhu aplikace pohonné jednoky průmyslového čerpadla, se snahou o dosažení co nejvyšší účinnosi a inegrace celého sysému

18 . Přehled současného savu problemaiky. Srovnání výkonových, křemíkových polovodičů s novou echnologií SiC, aplikační možnosi SiC polovodičů v echnice pulsních měničů Současné echnologie výkonových polovodičů a jejich vlasnosi: Do současnosi se ve výkonové elekronice prosadily v zásadě dvě koncepce ranzisorů. Klasická echnologie MOSFET a IGBT. Za svoji exisenci prošly obě echnologie značným vývojem. IGBT echnologie byla od začáku určena pro vysoká závěrná napěí až jednoky kv a velké proudy (jednoky ka). Vývoj IGBT prošel celou řadou změn od klasické echnologie PT ( Punch Through ) IGBT až k modernější NPT ( Non-Punch Through ) IGBT. Klasická echnologie PT má subsráovou N vrsvu rozdělenou na dvě, jednu vysoce doovanou N + a druhou málo doovanou N -. NPT IGBT ranzisor pak má pouze jednu málo doovanou vrsvu N -. Pouze jedna vrsva N - pak při sejné velikosi čipu umožňuje vyšší závěrné napěí ranzisoru, ovšem za cenu vyššího úbyku napěí v sepnuém savu. Velký zbykový náboj v subsráové oblasi u PT echnologie pak výrazně zpomaluje vypnuí ranzisoru. Všechny yo nedosaky víceméně polačuje nejnovější echnologie, keré různě modifikují subsráovou vrsvu NPT ranzisorů ak, aby bylo dosaženo co nejlepšího poměru saických a dynamických paramerů []. Obr.. Srovnání zrá zapínacích u Si a SiC echnologie, převzao z [3]. Např. FST ( Field Sop Trench ) IGBT (Infineon). Tyo ranzisory mají ěsně pod P kolekorovou vrsvou umísěnou zv. sop vrsvu s vysokou doací donorů a je - 8 -

19 navržená ak, že snižuje velikos elekrického pole v okolí hranice polovodiče a kovu na nulu. Tím lze subsráovou vrsvu vyrobi mnohem užší než u klasické NPT echnologie. FST ranzisory mají edy menší zráy v sepnuém savu. Zbykový proud je při vypínání ranzisoru prakicky polačen a ranzisor vypíná rychleji. FST ranzisory mají dále nižší srmos di/d při vypínání a jejich vliv na elekromagneickou kompaibiliu je výrazně příznivější []. Nižší srmosi proudů mají příznivý vliv i na EMC. Tyo nejmodernější IGBT ranzisory se již svými dynamickými paramery přibližují sandardním MOSFET ranzisorům. A pro malé proudové husoy, napěí do 6V a frekvence přibližně do khz je již dokáží plně nahradi (NPT S-IGBT od fy. Siemens). Nuno ješě podoknou, že nejmodernější IGBT lze řadi paralelně jako ranzisory MOSFET. Tranzisory MOSFET se se svým závěrným napěím dlouho nedosaly přes hranici 6V. V současnosi již však exisují MOSFET ranzisory s blokujícím napěím přes 6V. Jedná se o křemíkové echnologie SJMOS (9V) a MOS 8 (až V). Tranzisory založené na ěcho echnologiích mají nižší odpor kanálu v sepnuém savu (nižší zráy vedením), avšak úprava epiaxní vrsvy na vyšší napěí výrazně zhoršuje jejich spínací doby (MOS 8 i SJMOS). Nuno ješě podoknou, že ranzisory MOSFET mají obecně vysokou diferenciální vodivos. Díky omu má pak speciálně SJMOS ze všech Si echnologií nejnižší přepínací zráy při podobných dynamických vlasnosech. Zráy vedením jsou však u SJMOS výrazně horší. Zvlášě pro vyšší eploy, kdy odpor kanálu výrazně rose. Celkové zráy (přepínací + vedením) můžou bý pak dokonce vyšší, než jaké jsou u nejlepších IGBT echnologii. Obr.. Srovnání zrá vypínacích u Si a SiC echnologie, převzao z [3]. Technologie MOS 8 (závěrné napěí až V) je na om pochopielně ješě výrazně hůře. Zde jsou zráy vedením i zráy přepínací výrazně vyšší. Důvodem je výrazně vyšší hodnoa Millerovy kapaciy a zejména kapaciy hradla. Doménou MOSFET ranzisorů zůsávají aplikace do 6V. Jejich skvělé dynamické vlasnosi nelze edy využí v radičních řífázových aplikacích. Jejich uplanění je pak především ve spínaných zdrojích. Rychlé zapínací a vypínací časy umožňují spínaní ranzisorů na vysokých frekvencích, až sovky khz. Vysoké spínací frekvence umožňují snížení - 9 -

20 objemů magneických obvodů, a ím i snížení velikosi a hmonosi celého zařízení. Paramery subsráové aniparalelní diody jsou již u sandarních MOSFET ranzisorů naolik obsojné, že již není pořeba připojova k ranzisoru vnější aniparalelní rychlou diodu. To se projeví na celkové kompaknosi zařízení s ranzisory MOSFET. Nejprogresivnější MOSFET echnologie současnosi jsou ranzisory CoolMOS (Infineon). Jejich vypínací časy jsou obvykle kolem ns. Na vysokých spínacích frekvencích (nad khz) jim z hlediska účinnosi nejsou schopny konkurova ani nejlepší IGBT ranzisory. Nejpodsanější nevýhoda, a o malé blokující napěí (max. 6V), přervává. U ěcho velmi rychlých ranzisorů se navíc objevuje akzvaný Ringing efek. Jedná se v podsaě o velkou náchylnos na kmiání obvodu hradla. Tranzisor pak může bý opakovaně parazině spínán. Odsranění ohoo jevu je nunou podmínkou pro bezpečný provoz ranzisoru a klade vyšší nároky na jeho budicí obvod. Obr..3 Srovnání výsupní V-A charakerisiky sepnuých ranzisorů echnologie Si a SiC při 5 o C, převzao z [3]. Obr..4 Srovnání výsupní V-A charakerisiky sepnuých ranzisorů echnologie Si a SiC při 5 o C, převzao z [3]. - -

21 Všechny popsané nevýhody V křemíkových echnologii se snaží polači nová echnologie SiC založená na karbidu křemíku. Tao krysalová srukura dosahuje vyšší eploní a výkonové zaížielnosi, než klasická křemíková srukura. Její jedinečné vlasnosi jsou v současnosi využívány v LED aplikacích a nově aké ve výkonových polovodičích. Nejvýznamnější výrobce výkonových SiC ranzisorů je firma CREE se svou řadou ranzisorů DMOS a blokujícím napěím V. Tyo ranzisory se vyznačují především velmi nízkým celkovým nábojem hradla v porovnání s klasickou Si echnologií. To snižuje proudové namáhání budicích obvodů. V oblasi podobných pracovních proudů mají yo ranzisory nejnižší úbyek napěí v sepnuém savu. Nižší přepínací zráy jsou dosaženy nepříomnosí zbykového proudu volných nábojů v epiaxní vrsvě, v porovnání s IGBT. Vysoká proudová husoa a malá akivní délka epiaxní vrsvy snižuje pracovní kapaciy čipu, což příznivě vede ke snížení přepínacích zrá. Celkové nižší zráy ak umožňují snížení rozměrů chladičů, vyšší spínací frekvence, zmenšení velikosi magneických obvodů, snížení hmonosi a ceny celého sysému. Podle [3] zvyšují SiC ranzisory zvyšují účinnos zařízení v průměru až o % a dovolují zvýši spínací kmiočy až pěinásobně. Další výhodou je exrémně nízký závěrný proud, nižší než A. SiC ranzisory vynikají malým odporem kanálu v sepnuém savu (kráká akivní délka subsráu a vyšší doování) a navíc je eno odpor ve srovnání s Si polovodiči prakický konsanní v závislosi na eploě (%). To je výhodná vlasnos jak z hlediska zrá, ak i z hlediska konsrukce ochranných obvodů (ani-saurační ochrany). Malá změna odporu kanálu v závislosi na eploě umožňuje provozova ranzisor na vyšších eploách, než u klasického křemíku. Aby však byla dosažena správná hodnoa odporu, je řeba zajisi požadované vlasnosi řídicích obvodů. Sejně jako výkonové MOSFETy, má i SiC ranzisor svoji paraziní subsráovou diodu. Její prahové napěí se pohybuje přibližně mezi,5,7v. Zoavovací charakerisiky jsou výrazně lepší než u klasických Si ranzisorů. Přeso se kvůli poměrně velkému prahovému napěí doporučuje použí exerní Schoky SiC diodu pro zlepšení účinnosi. Při volbě exerní diody je řeba vzí v úvahu opačné eploní koeficieny SiC Schoky diody (kladný) a paraziní diody SiC ranzisoru (záporný), ak aby při vyšší eploě se neoevřela subsráová dioda SiC ranzisoru [3]. GaN echnologie (nirid galia) je eprve rozvíjející se oblas, slibující akřka sejně dobré vlasnosi jako SiC. Podsanou výhodou je méně nákladná echnologie výroby a ím i nižší očekávaná cena. V několika příších leech, po uvedení prvních výkonových součásek na rh, by ak jejich cena mohla dokonce klesnou pod úroveň klasických Si polovodičů. Nejslabším paramerem GaN je, ve srovnání se SiC, přibližně řeinová hodnoa epelné vodivosi. Tepelná vodivos GaN je srovnaelná s echnologií Si. Pro proudové přeěžování je edy bezkonkurenční SiC a nepřekonaelná bude i v maximálních hodnoách závěrného napěí. Na druhou sranu je GaN, zřejmě díky nejlepší elekronové pohyblivosi, ideální součáskou pro vysokofrekvenční aplikace. Technologie výkonových měničů Topologie řífazových měničů je prakicky po celou dobu vývoje neměnná. Co se ýče konsrukce výsupních filrů, ak jejich modifikací je celá řada. Jedná se především o různorodé kombinace zapojení L,C prvků s cílem dosáhnou požadovaný var frekvenční charakerisiky a minimalizova přídavné zráy ve filru. Výsupní filr je v praxi obvykle málo používán i přes jeho příznivýjeho příznívého vlivu na elekrický pohon. Samoný moor oiž spolehlivě působí jako filr. Přídavný filr zvyšuje hmonos, objem a cenu celého pohonu. Spínací frekvence se pohybuje přibližně v rozmezí - 3kHz, samozřejmě s výšším výkonem klesá, proože výkonovější - -

22 spínací polovodiče jsou pomalejší j. vykazují vyšší přepínací zráy. Velikos spínací frekvence je ak omezena dynamickými vlasnosmi současné vysoko-napěťové IGBT echnologie resp. echnologie MOSFET. Spínací frekvence khz použiá v realizačním výsupu éo práce je edy poměrně unikání, zejména pak v oblasi řífázových měničů s napěím meziobvodu okolo 5V a výkonem řádu jednoek až desíek kw. Zvyšování spínacího kmioču nad cca 5kHz v měničích pro účely elekrických pohonů nebývá obvyklé, jelikož o nepřináší snížení velikosi mooru (a souvisí s jeho momenem). Pozn.: Jiná siuace je v měničích pro zv. spínané zdroje, kde zvýšení spínacího kmioču přináší snižování rozměrů pulsních výkonových ransformáorů a vyhlazovacích lumivek. V pohonářských aplikacích je edy sice jediným podsaným přínosem zvýšení spínací frekvence redukce rozměrů dodaečného výsupního filru, ovšem ao skuečnos je velice zásadní, pokud nechceme filr zcela vynecha a riskova ak problémy v oblasi EMC, živonosi izolačního sysému sroje mooru a jeho ložisek. Použií exrémně vysoké spínací frekvence však s sebou nese realizační úskalí, kerá nás nuí k odklonu od sandardní opologie silového obvodu. Tyo poíže jsou spojeny zejména s realizací ochranné doby (dead-ime). Při periodě µs (kmioče khz) předsavuje již bezpečný dead-ime µs deseiprocenní změnu sřídy. Zkreslení PWM vlivem dead-ime je edy výrazné. Přesná realizace kraších ochranných dob je rovněž problemaická s ohledem na eploní závislosi ad. Navrhovaná opologie byla sesavena ak, aby ochranných dob vůbec nebylo řeba použí. Ochranná doba má zabráni krákodobým zkraům meziobvodu, kdy se např. horní ranzisor eprve zavírá (dosud však jeho vodivos není nulová) a dolní se již oevírá. V nově navrhované opologii zajišťuje ochranu proi omuo jevu indukčnos figurující mezi horním a dolním ranzisorem. Jedná se přiom o využií indukčnosi zvlášně zapojeného výsupního LC filru, viz dále Obr Koncepce odsředivého čerpadla pro průmyslové aplikace Čerpadla jsou v dnešní době nezbynou komponenou čených zařízení. Hrají významnou roli při dopravě kapalin v různých odvěvích národního hospodářsví. Čerpadla jsou hojně používána pro zásobování obyvaelsva a zemědělsví pinou a užikovou vodou při zabezpečování odvodnění a závlah v zemědělsví, při odkanalizování územních celků, v energeice a v různých echnologických provozech sloužících k dodávkám chladícího média. Zvlášní pozornos si zaslouží užií čerpadel v byové oblasi, a o zejména na sídliších při zajišťování kvaliy živoa. Zde se však použií čerpadel nevzahuje pouze na dodávky piné vody a odkanalizování, ale aké na zabezpečení dodávky požární vody, eplé užikové vody, bezporuchový a bezpečný provoz cenrálního vyápění. Novinkou je bezpochyby užií čerpadel pro náhradní srdeční činnos. Neusálé zvyšování živoní úrovně obyvaelsva a především náročnosi a dokonalosi echnologických procesů klade vyšší požadavky aké na čerpadla. Vyšší nároky na rychlos, dynamiku a řízení, společně s rychlým vývojem v oblasi informačních echnologií, vede k novým návrhům konsrukcí čerpadel, za účelem splnění náročnějších požadavků průmyslu. Jednou z ěcho možnosí je právě použií speciální konsrukce průmyslového čerpadla s inegrovaným diskovým moorem a magneickými ložisky [5], [6]. - -

23 Odsředivé čerpadlo s inegrovaným diskovým moorem Na čerpadlo je kladen požadavek zamezení úniku čerpaného média do okolí. V případě čerpadla s exerním pohánějícím moorem je pak nuná ucpávka hnací hřídele, viz Obr..5. Obr..5 sací porubí; výlak; 3 ucpávka; 4 mechanická spojka; 5 elekromoor; 6 ložiska; 7 čerpadlo Dnes se používají aké bezucpávková provedení. Buď je pak moor inegrován v čerpadle (hermeicky uzavřen v čerpadle) nebo je míso vyvedení hnací hřídele použia magneická spojka. Princip akových agregáů je znázorněn na Obr..6. a) b) Obr..6 sací porubí; výlak; 3 ucpávka; 4 magneická spojka (obr. a); 5 elekromoor (obr. a), ložiska (obr. b); 6 ložiska; Uvedená řešení však disponují řadou nevýhod v porovnání s koncepcí znázorněné na Obr..7. Jedná se o bezucpávkové odsředivé čerpadlo s diskovým synchronním moorem s permanenními magney

24 a) b) Obr..7 sací porubí; výlak; 3, 5 magney; 4 diskový moor; 6 akivní radiální magneické ložisko; 7 - akivní axiální magneické ložisko; 8 roor; 9 oběžné kolo; - akivní magneické ložisko (hydrodynamická spára) Čerpací efek zajišťuje oběžné lopakové kolo 9, keré je umísěno na hřídeli synchronního diskového mooru s permanenními magney 3. Saor mooru má v bezdrážkové provedení bez železa. Too řešení je vhodné, pokud se počíá s použiím magneických ložisek. Jednolivé prvky diskového mooru mohou bý řazeny do série, viz pozice 3,4, ad. čímž lze zvyšova výkon mooru. Součásí provedení mohou bý i akivní radiální magneická ložiska, 7 a akivní axiální magneické ložisko. (zpěnovazebně řízená ložiska). Akivními magneickými ložisky lze zachyi saickou i dynamickou složku radiální a axiální síly. Oproi osaním provedením zcela odpadají ucpávky a spojka. Čerpadla jsou absoluně ěsná a vhodná pro práci v ekologických echnologiích a výbušném prosředí. Sériovým řazením prvků diskového mooru je možno dosahova požadovaných výkonů při zvolených oáčkách. Moor nepořebuje chlazení a udíž je provoz čerpadla velmi ichý, jelikož je roor čerpadla veden pouze v magneickém poli a lumen kapalinovými vrsvami. Umísění a velikos magneických ložisek jsou závislé na paramerech čerpadla. Doporučuje se umísťova první radiální magneické ložisko do mísa ěsnicího kruhu, kerý má voři hydrodynamickou ěsnicí spáru. Realizovaná variana čerpadla Akivní magneické ložisko a malé radiální ložisko bylo nahrazeno suchým kluzným ložiskem, viz Obr..8 (7,8). Bezdrážkový moor s magneickým obvodem bez železa byl zvolen pro jeho zanedbaelné rušivé axiální a radiální síly působící na magneický sysém akivních magneických ložisek. Pokud použijeme běžný elekromoor, pak musíme podsaně zvýši únosnos magneických ložisek, o znamená zvýšení jejich hmonosi, rozměrů a ceny. Elekrické obvody elekromooru a magneických ložisek jsou chlazeny přímo pracovním mediem. Elekronický řídicí sysém akivních ložisek a mooru je konsruován jako exerní a je umísěn mimo prosor čerpadla. Nový konsrukční návrh vyhovuje požadavkům na kompakní provedení sysému pumpa - el. pohon a magneické ložisko. Všechny yo čási mohou bý umísěny doprosoru současné konvenční pumpy

25 Obr..8 sací porubí; výlak; 3, 5 magney; 4 diskový moor; 7 radiální ložisko; 8 axiální ložisko; 9 roor; čerpadlo; - akivní magneické ložisko (hydrodynamická ěsnící spára) - 5 -

26 3. Cíle diserační práce Cílem diserační práce je přispě k inovaci pohonu radiálního průmyslového čerpadla. Jedná se o modifikaci klasického kapalinového čerpadla novými pohonnými prvky. Do ěla běžného průmyslového čerpadla je navržen a vesavěn speciální synchronní moor diskové konsrukce bez železa. Čerpadlo je konsruováno jako bezucpávkové, zn., že čerpané médium prochází přes všechny prvky ěla čerpadla včeně mooru (Tao oblas vývoje není předměem výzkumu a je v práci uvedena pouze jako dílčí čás celkové složié přesavby čerpadla). Klasická kluzná ložiska jsou nahrazena akivními magneickými ložisky, kerá současně voří hydrodynamickou ucpávku, viz kap.. Hlavním cílem éo práce je návrh a realizace prooypu řífázového DC/AC měniče se speciální opologií silového obvodu, určeného k napájení synchronního mooru čerpadla. Tao nová koncepce je založena na progresivní echnologii polovodičových součásek SiC. Spínací frekvence je posunua na neobvyklých khz při vysokém výsupním sdruženém napěí měniče až 4V a výkonu cca 6kW. Dále bylo v rámci práce realizováno i magneické ložisko v oblasi sání s jednoduchým analogovým řízením. K dosažení komplexního cíle práce je nuné splni yo konkréní dílčí cíle: Maemaická analýza nové koncepce řífázového DC/AC měniče s novou opologií silového obvodu, návrh silového obvodu (dimenzování polovodičů, návrh prvků filru, výpoče zrá, ad.) Simulace silové čási DC/AC měniče. Návrh a realizace vhodného budicího obvodu pro SiC Z-FET ranzisory. Komplení realizace silového obvodu a řídicích obvodů Měření a ověření vlasnosí měniče Návrh a realizace magneického ložiska s jednoduchým kaskádním řízením. Měření na sousavě měnič magneické ložisko čerpadlo

27 4. Třífázový DC/AC měnič s novou opologií silového obvodu, osazený výkonovými SiC ranzisory. Tao kapiola dává bližší pohled na návrh a realizaci vysokofrekvenčního řífázového DA/AC měniče osazeného novými výkonovými SiC MOSFET ranzisory. Součásí koncepce měniče je výsupní filr aypické konsrukce. To souvisí s neobvyklou opologií celého silového obvodu. Unikání saické a dynamické vlasnosi SiC ranzisorů umožňují konsruova řífázový měnič, s v současnosi neobvyklou vysokou spínací frekvencí khz, při napěťové hladině meziobvodu 54V a výkonu desíek kw. Vysoká spínací frekvence snižuje objem a velikos výsupního filru, čímž odsraňuje hlavní ekonomické a echnické překážky jeho nasazení. Výsupní filr má příznivý vliv na zráy v pohonu, snižuje namáhání mechanických čásí (především ložisek) zvlněným momenem, snižuje rušivý kapaciní proud unikající z mooru do okolí a celkově ak příznivě působí na spolehlivos a živonos celého zařízení. Přepokládané vlasnosi měniče jsou již přehledně uvedeny v kapiole. Avšak pro lepší názornos jsou zde znovu připomenuy: Velmi vysoká spínací frekvence khz při napěí meziobvodu až 54V a výkonu až 6kW. Věev ranzisoru je rozdělena do dvou nezávislých spínačů (horní a dolní) vzájemně oddělenými vlasními lumivkami, keré společně voří výsupní cívku filru. Tranzisory jsou spínány bez ochranných dob. Případné zkray ve věvi jsou eliminovány rozdělenými cívkami filru. Nedochází ke zkreslení výsupního napěí. Výsupní napěí je čisě sinusové (příomnos filru). Eliminace ložiskových proudů, snížení zá v železe mooru. Nižší napěťové namáhání du/d komplemenárního ranzisoru ve věvi. Nižší úroveň rušení do budicích obvodů. Omezení zkraového proudu ranzisoru a jeho rychlé snímání. Nižší EMI na vysokých frekvencích vlivem malých zoavovacích dob SiC součásek. Vyšší zráy v paraziní cívce. Pozn.: Neobvyklý pojem paraziní cívka bude objasněn při konkréním popisu opologie

28 A B C i ah i bh i ch i a i b i c L fil L fil L fil i ad i bd i cd C fil C fil C fil Obr. 4. Nová opologie výsupního filru řífázového měniče Schemaické znázornění opologie s rozdělenými věvemi výsupního filru je parné z Obr. 4.. Klasická opologie je zde modifikována osamosaněním každého spínače (ranzisor spolu s diodou vořící buď horní, nebo dolní spínač). Dochází ak k rozdělení měniče do šesi nezávislých spínačů. Jednu věev měniče pak voří dvojice horního a dolního spínače. Každý spínač má svoji vlasní cívku. Tyo cívky spolu voří jednu fázovou čás filru. V praxi o znamená, že horní spínač je určen pro vedení proudu v kladné půlperiodě první harmonické fázového proudu a dolní vede proud při záporné půlvlně. Teoreicky se obě nezávislé věve neovlivňují. Tlumivky v omo zapojení pak voří ochranu pro zkraové proudy vlivem rozdílných spínacích a vypínacích dob ranzisorů (komuační zkra). Proo je možné konsruova řídicí obvody bez ochranných dob, nebo je minimalizova a eliminova ak jejich rušivý vliv na výsupní napěí měniče. Kráké vypínací časy SiC (řádově desíky nanosekund) navíc zkracují rvání ěcho exrémních savů a limiují jejich účinky na akcepovaelné hodnoy (nárůsy zkraových proudů). Budiče pak nemusejí bý vybaveny složiými obvody pro ochranu ranzisoru proi nadproudu založené na měření sauračního napěí ranzisoru. Případné poruchové savy (zkray a nadproudy) lze lehce měři a vyhodnocova pomocí levných a rychlých konvenčních čidel, což u klasického měniče nebylo z opologických důvodů možné díky nunosi minimalizace paraziních indukčnosí. Vysoká spínací frekvence minimalizuje rozměry indukčnosí filru a čásečně ím redukuje nevýhodu dvojnásobného poču cívek použiých v éo opologii. Následující kapioly popisují vlasnosi nové opologie, návrh a opimalizaci komponenů výsupního filru, výpoče jednolivých zrá v měniči, problemaiku budicích obvodů pro SiC ranzisory a v neposlední řadě samonou realizaci měniče

29 4. Maemaická analýza řífázového DC/AC měniče s aypickou opologií silového obvodu 4.. Odvození základních vzahů Nejprve je vhodné uvés vzahy pro klasickou opologii řífázového měniče bez výsupního LC filru, pracujícího do řífázové záěže, dle Obr. 4.. V A B C u VA u VB u VC T HA T HB T HC V DC / u VA i az V u VB i bz i cz u VC V DC / T DA T DB T DC R A R B R C L A L B L C u ia u ib u ic u az u bz u cz MOTOR u z Obr. 4. Klasická opologie řífázového měniče V Pro věvové napěí plaí (z II. Kirchhoffova zákona): u u u Va Vb Vc u u u kde napěí u az,u bz,u cz lze dále rozepsa: u u u az bz cz R a i R i az b bz R i c cz az bz cz L L L u u u b c a di z z z az d di bz d di cz d u u u ib ic ia (4.) (4.) - 9 -

30 Z rovnic (4.) plyne: uva uvb uvc uaz ubz ucz 3u z (4.3) uz ( uva uvb uvc uaz ubz ucz ) 3 Pro řífázovou sousavu s nevyvedeným sředem musí dále plai, že souče všech fázových proudů je nulový (I. Kirchhoffův zákon). A je-li dále sousava symerická (R a = R b = R c = R, L a = L b = L c = L ), pak je nuně v rovnici (4.3) výraz u az u bz u cz nulový, proože s použiím (4.) plaí: u az u bz u cz Dosazením (4.4) do záěže u z : R( iaz ibz icz ) u az u d L d bz u ( iaz ibz icz ) ( uia uib uic ) cz (4.3) dosaneme již známý var pro napěí plovoucího sředu (4.4) uz ( uva uvb uvc) (4.5) 3 A pro fázové napěí z (4.) a (4.4): uaz uva uvb uvc ubz uvb uva u (4.6) Vc ucz uvc uva uvb Tyo rovnice jsou však odvozeny pro případ, kdy je moor z měniče napájen krákým vedením. Pro vyšší frekvence a dlouhé přívodní kabely už však nemusí bý věvové napěí na svorkách mooru sejné jako věvové napěí na výsupu měniče. Vlivem šíření vf. vln (způsobených srmými pulzy napěí du/d) na přívodním vedení, mohou bý pulzy napěí na svorkách mooru až dvojnásobné [7], [8]

31 V A B C u af u bf u cf u az u bz u cz T HA T HB T HC U DC / u VA L a,fil i az V u VB L b,fil L c,fil i bz i cz u VC U DC / T DA T DB T DC C Af C Bf C Cf R A R B R C L A L B L C u af u bf u cf uaz u ia u ib u ic u bz u cz FILTR MOTOR u f u z Obr. 4.3 Klasická opologie řífázového měniče s filrem Jesliže však použijeme vhodný filr k polačení srmých pulzů napěí (du/d) a zanedbáme-li úbyek napěí na vedení mezi filrem a záěží, pak lze ukáza, že pro symerickou sousavu filru se napěí na záěži nezmění. Pokud filrací vhodně eliminujeme vysokofrekvenční účinky napájecího napěí na připojovacím vedení mooru, pak bude vždy při zanedbání odporu a indukčnosi vinuí (pro nf. signál) plai (viz. Obr. 4.): Pak nuně musí plai: u u u u af bf cf u u u az bz cz (4.7) ( uaf ubf u ) (4.8) 3 z cf V - 3 -

32 Dále pro věvová napěí s vloženým filrem napěí můžeme psá: dia, fil uva uaf La, fil d dib, fil uvb ubf Lb, fil (4.9) d dic, fil uvc ucf Lc, fil d Sečením (4.9) dosaneme za předpokladu symerického filru L a,fil = L b,fil = L c,fil = L fil : u u Va Va u u Vb Vb u u Vc Vc u u af ubf ucf Lfil ( ia, fil ib, fil ic, fil) af u bf u cf d d Při uvažování symerické záěže a symerie filru dále vyplyne důležiá skuečnos: u f ( uva uvb uvc ) ( uaf ubf ucf ) (4.) u z u (4.) 3 3 kde u značí plovoucí napěí sředu symerického filru nebo záěže a o jak pro opologii z Obr. 4., ak i z Obr. 4. a Obr Symerický filr nikerak neovlivňuje rozložení napěí na záěži. Jeho příomnos umožňuje pro popis sousavy řífázového měniče, s libovolnou symerickou záěží a délkou vedení, použí obecně známé rovnice (4.) až (4.6). Z předešlých rovnic lze snadno urči napěí na indukčnosi filru, keré je důležié pro dimenzování a návrh lumivky filru. Pro symerický filr je např. napěí na indukčnosi fáze a dané u Lafil : u Va u (4.) ulafil uaf ula, fil uva uaf u 4.. Modifikace základních vzahů pro novou opologii Pro popis nové opologie z Obr. 4. je nuné rozšíři základní rovnice z předchozí kapioly. Pro věvová napěí v uspořádání dle Obr. 4. plaí: u u u u u VaH VaD VbH VbD VcH u u u u u af af bf bf cf L L L L L fil fil fil fil fil di d di ad d di bh d di bd d di ch d ah u u u u u (4.3) - 3 -

33 u VcD u cf L fil di cd d u kde u ViH a u vid pro i =a,b,c jsou věvová napěí horního a dolního spínače. Pro proudy v jednolivých věvích dále plaí: i i i i af bf cf af i i i i ah bh ch bf i i i i cf ad bd cd (4.4) Sloučením (4.3): u VaH L u fil VaD u VbH u VbD u VcH u VcD d ( iah iad ibh ibd ich icd ) ( uaf ubf ucf ) 6u d (4.5) Dosazením (4.4) do (4.5): u VaH L u fil d ( i d u VaD if ia, b, c u i af bf cf af bf cf (4.6) 6u VbH u i VbD u ) ( u VcH u u VcD u ) 6u Pro plovoucí napěí sředu filru plaí za předpokladu symerické sousavy: u 6 u u u u u u VaH VaD VbH VbD VcH VcD (4.7) Okamžiá velikos jednolivých věvových napěí je závislá na akuálním rozložení proudu cívkami. Jak bude ukázáno v následující kapiole, pokud vedou proud všechny cívky, plaí: u u VaH VaH U DC U u VaD DC u Va, on u VbH on T u PWM VbD u u Vb VaD, u U DC U VcH u DC VcD u on Vc on T kde on je doba po kerou je sepnu ranzisor a T PWM je perioda PWM. Rovnice (4.7) přejde na var: u 3 u u u PWM (4.8) Va Vb Vc (4.9)

34 Nová opologie se chová naproso analogicky klasické opologii. Tao siuace plaí pro případ, kdy každá cívka vede proud pouze a přesně v příslušné půlperiodě fázového proudu. Pak se edy sysém (viz. Obr. 4.) chová naproso idenicky jako klasický sysém (viz, Obr. 4. a Obr. 4.3). Jak bude ukázáno, dále ao siuace vlivem paraziních okruhových proudu nemůže bý samovolně zajišěna. Lze ji však poměrně přesně navodi spínáním pouze jednoho ranzisoru ve věvi. To ovšem vyžaduje složiější řídicí algorimus. Rozložení proudů v jednolivých cívkách se bude věnova následující kapiola. Nicméně pro úplnos lze předesla, že během PWM periody dochází k siuacím, kdy vede současně proud pouze pě nebo dokonce čyři spínače (z principu musí éc proud alespoň řemi spínači (rojpól ranzisor - dioda)). To se projeví na varu vychylovacího napěí. U klasické opologie nabývá vychylovací napěí čyř hodno podle kombinace sepnuých ranzisorů (±U DC / a ± U DC /6). To samé plaí pro novou opologii, pokud je akivní pouze jeden spínač ve věvi, nebo pokud všech šes cívek vede rvale proud. Jesliže však dojde během jedné PWM periody k siuaci kdy vede proud pouze pě spínačů (cívek), vychylovací napěí nabývá šesi hodno (±U DC /, ±U DC /6, ±U DC /5) a pokud vedou proud pouze čyři spínače, pak se ve vychylovacím napěí sředu hvězdy objeví další dvě hodnoy (±U DC /4). Tyo hodnoy lze snadno odvodi vynecháním příslušné věvové rovnice v (4.3). Příklad deformace vychylovacího napěí vlivem sřídavého přerušení proudu v jednolivých věvích je zobrazen na Obr Vychylovací napěí zde obsahuje všechny možné hodnoy, dle (4.3), je-li aplikována klasická PWM modulace s nosným signálem zarovnaným na sřed (U DC = 3V). Vychylovací napěí je edy obohaceno o krákodobé výběžky odpovídající akuálnímu poču věví, kerými eče proud. Too zkreslení se podle (4.6) na výsupním napěí nikerak neprojeví. Obr. 4.4 Deail deformovaného vychylovacího napěí sředu hvězdy, pro napěí meziobvodu 3V

35 Obr. 4.5 Deail vychylovacího napěí sředu hvězdy pro kladnou půlperiodu napěí fáze a bez poruchy spínání ranzisorů. Z hlediska diagnosiky může mí prakické využií siuace, kdy rvale nevede jeden spínač (ranzisor vlivem poruchy nespíná). Proo pro úplnos provedeme rozbor siuace, kdy v sousavě nové opologie rvale spíná pouze pě spínačů. Uvažujme poruchu dolního ranzisoru ve fázi a. Pro i af > vypusíme z rovnice (4.3) rovnici pro věvové napěí u VaD. Sečením dosaneme pro vychylovací napěí: uvah uvbh uvbd uvch uvcd ( ubf ucf ) ( uaf ubf ucf ) u 5 d (4.) R( i ) ( ) ( ) af ibf icf Lfil iaf ibf icf uaf ubf ucf d Rozepsáním výrazu u bf + u cf dosaneme: u bf u cf U am sin U am sin uaf sin (4.) Okamžiá hodnoa napěí sředu hvězdy je pak vychylována jednou pěinou okamžiého fázového napěí é fáze, kde se objevila porucha: u 5 u u u u u u VaH VbH VbD VcH VcD af (4.)

36 Obr. 4.6 Deail vychylovacího napěí sředu hvězdy pro kladnou půlperiodu napěí fáze a při poruše spínání dolního ranzisoru věve A. Za předpokladu, že všechny cívky vedou proud, samozřejmě kromě é, kde vznikla porucha, plaí u VBH = u VBD a u VCH = u VCD. Pak pro demodulovaný signál vychylovacího napěí (filrace) plaí: U DC U DC u sa U DC sb U DC sc sa 5 (4.3) kde s a, s b, s c jsou hodnoy okamžié sřídy dané fáze podle: o sin, s sin o, s sin sa b c (4.4) Dosazením (4.4) a (4.3) a po úpravě dosaneme pro demodulovaný signál u : u U 5 sin sin DC (4.5) Z rovnice (4.) plyne, že v okamžié hodnoě vychylovacího napěí sředu se objeví složka fázového napěí právě é fáze, ve keré porucha vznikla. Přesněji, nasane-li porucha spínání dolního ranzisoru ve fázi a, pak v průběhu okamžié hodnoy vychylovacího napěí sředu je parná kladná půlvlna pěiny sinusového napěí fáze a. Na Obr. 4.6 je deailní pohled na okamžiou hodnou vychylovacího napěí sředu pro kladnou periodu fáze a. Jedná se o výsledek simulace, kerý povrzuje správnos analyického vyjádření (4.)

37 Obr. 4.7 Fázové napěí a filrované vychylovací napěí sředu hvězdy filru pro bezporuchový sav. Dále z rovnice (4.5) plyne, že hodnoa demodulovaného napěí zůsává sále nulová, ak jak je omu v případě bezporuchového chodu, viz Obr Pro i af < by byla siuace za bezporuchových podmínek analogická. Jesliže je ovšem dolní ranzisor nefunkční, pak jím nemůže éc záporná půlvlna fázového proudu a fáze a se pak chová jako odpojená, i af =. Výše uvedené úvahy a vzahy, založené na symerii řífázové sousavy, již dále neplaí. Siuaci pak přesněji naznačuje Obr Poruchovou fází a neeče proud a je edy zcela vynechána. Sečením (4.3) při vynechání rovnic pro fázi a a s uvážením (4.8) dosaneme: dibf dicf uvb uvc ubf ucf L fil L fil 4u (4.6) d d Proože fází a neeče proud a sousava nemá vyvedený sřed, pak nuně musí plai, že i af = - i cf a současně u bf = -u cf. S uvážením ěcho skuečnosí přejde rovnice (4.6) na jednodušší var: u Vb u u Vc (4.7) Pro demodulovaný signál věvového napěí při uvažování harmonických sříd věvových napěí u Vb a u Vc pak dosaneme: U DC U DC sin( ) sin( ) U DC u sin( ) 4 (4.8) Exisence harmonické čási demodulovaného vychylovacího napěí je parná na Obr

38 R R u VbH L fil i bf C fil C fil i cf L fil u VcH R L fil u bf u cf L fil R u VbD u u VcD Obr. 4.8 Schemaický obvod silové čási měniče při poruše spínání jednoho ranzisoru. Obr. 4.9 Fázové napěí a filrované vychylovací napěí sředu hvězdy filru při současném spínání pouze pěi věví měniče. Vychylovací napěí sředu filru lze snadno měři a jednoduchou filrací dosaneme demodulovaný signál nesoucí informaci o poruše. Z jeho fáze lze i přesně urči, ve kerém spínači nasala porucha. Pochopielně poruchu ranzisoru lze přímo urči z měření proudu. Měření vychylovacího napěí zde může slouži jako konrola proudového čidla, pokud je vyžadována. Analýza poruchového savu spínání jednoho z ranzisorů ovšem spíše slouží k ověření analyických úvah o nové opologii silové čási měniče s realizovanou simulací a její věrohodnosí při hlubší analýze nové opologie v následující kapiole

39 4..3 Analýza rozložení proudů v jednolivých věvích měniče Předpokládejme siuaci, kdy obecný věvový proud i V >, zn., že vyéká z věve měniče do záěže (můžeme vybra jakoukoliv věev, pro všechny osaní je siuace naproso analogická, věvovým proudem se dále rozumí proud ekoucí ze společného uzlu filračních lumivek (obsahuje výrazné zvlnění), nikoliv proud ekoucí do fází záěže.). Horní cívka, zapojená k hornímu spínači, dle Obr. 4., je pak hlavní a dodává proud ze zdroje do záěže. Je-li na dolní cívku (náležící dolnímu spínači) přiváděn spínací signál, pak se nuně ao cívka chová parazině, proože pro chod měniče není z principu pořeba. V ideálním případě by proud dolní cívkou v kladné půlvlně vůbec neekl a měnič by se choval naproso sejně jako klasická opologie řífázového měniče, jak z hlediska proudu, ak i výsupního napěí. Avšak jak bude ukázáno dále, při komplemenárním spínání horního i dolního ranzisoru dochází k přelévání energie z hlavní cívky do paraziní a naopak. i av I H,off (k) I H,on (k) I ah, on (k) T PWM i ad I D,on (k) I D,off (k) I D,off (k) Obr. 4. Rozložení proudu v jednolivých spínačích a ve věvi měniče. Vznik okruhového proudu. Teno přenos energie je způsoben zv. okruhovým proudem, uzavírajícím se mezi dolním a horním spínačem. Účinky ohoo proudu způsobují přídavné Jouleovy zráy v měniči. Problém vzniku okruhového proudu je znázorněn na Obr. 4.. Vznik okruhového proudu lze rozděli do čyř sekorů v rámci jedné periody první harmonické fázového proudu. Případ vyšeříme např. pro věev A. Pro osaní je o analogické. Obálka výsupního proudu věve A má edy harmonický var a pro první sekoru plaí i av > a současně di av /d >

40 i i Obr. 4. Smyčka okruhového proudu. Hlavní cívka, kerá přenáší energii do záěže je připojená ke věvi horního ranzisoru dané fáze. Při sepnuí horního ranzisoru narose proud v horní (hlavní) cívce o hodnou I H,on (k), kde k značí obecně k-ou periodu PWM. Zdvih proudu I H,on (k) v dané periodě PWM chápeme jako diskréní funkci - pro každou (j. pro k-ou) periodu PWM nabývá jedné funkční hodnoy. Podobným způsobem definujeme i osaní funkce závislé na k, keré se vyskyují v Obr. 4.. Pro napěí horní cívky v obecně k-é periodě a při sepnuém horním ranzisoru plaí U LH,on (k): U LH, on I H, on( k) ( k) Lfil (4.9) ( k) Kde on (k) je doba, po kerou je horní ranzisor sepnu v právě k-é periodě. Při vypnuém horním ranzisoru se proud uzavře přes jeho proilehlou diodu Obr. 4.. Současně dojde k sepnuí dolního ranzisoru komplemenární věve. Tím dojde k paralelnímu spojení hlavní a paraziní indukčnosi. Paraziní indukčnosi je ak vnuceno napěí hlavní indukčnosi řízené poklesem proudu I H,off (k): U LD, on k on I H, off ( k) U LH, off ( k) L fil (4.3) ( k) kde off (k) je doba vypnuí horního ranzisoru v k-é periodě: off (k) = T PWM on (k). Tao doba je idenická s dobou zapnuí spodního ranzisoru. Proo pro nárůs proudu spodní (paraziní) cívkou lze napsa: U LD, on ( k) U LH, off ( k) I D, on ( k) L fil L fil I H, off ( k) (4.3) ( k) ( k) off off off - 4 -

41 Z (4.3) plyne zřejmá skuečnos, že obecně v k-é periodě PWM je nárůs proudu v dolní cívce sejný, jako pokles proudu v horní cívce. Při opěovném sepnuí horního ranzisoru v k+ periodě, dochází k nárůsu proudu v horní cívce o hodnou I H,on (k+) a dolní cívkou klesá proud k nule ekoucí přes svoji diodu proilehlou k dolnímu ranzisoru (opě je horní a dolní cívka spojena paralelně, Obr. 4.): U LH, on( k ) I H, on( k ) Lfil (4.3) ( k ) Dokud eče proud dolní ( paraziní, i ad ) je napěí na horní i dolní cívce sejné U LH,on (k+) = U LD,off (k+). Pak z (4.3) je opě zřejmé, že pokles v paraziní cívce je vnucen napěím na hlavní cívce a proo i změny proudů by měly bý sejné. Proože však v omo sekoru proud ve fázi narůsá di av /d >, musí bý pokles proudu v hlavní cívce v k-é periodě menší, než nárůs proudu v hlavní cívce v k+ PWM periodě: on I k ) I ( k) I ( ) (4.33) H, on ( H, off D, on k Z (4.33) plyne, že proud paraziní cívkou klesne k nule dříve, než dojde k vypnuí horního ranzisoru. Po krákou definovanou dobu dolní cívka nevede proud: L fili D, off ( k ) on ( k ) (4.34) U ( k ) LH, on Přesný výpoče je obížný kvůli problemaickému analyickému vyjádření napěí na cívkách U LD,U LH. Proože první harmonická fázového napěí f h << f PWM (řádově 3 krá), je perioda PWM výrazně menší než perioda první harmonické výsupního napěí měniče (j. uvažujeme T PWM ). Rozdíl mezi nárůsem a poklesem proudu v hlavní cívce je minimální, v rámci jedné periody, I H,off (k) I H,on (k). Pak doba a cívky prakicky rvale pracují pod proudem v paralelním chodu. V omo sekoru okruhový proud nemůže vzniknou z principu. Proud paraziní cívkou je omezen na hodnou zvlnění danou velikosí indukčnosi filru L fil, viz Obr. 4.. Jiná je ovšem siuace v druhém sekoru, kdy je proud fáze sále kladný, ale klesá. Tedy i av > a současně di av /d <. Energie je do záěže přenášena sále horní cívkou a dolní se chová opě parazině. Jesliže fázový proud (obálka) začne klesa, musí nuně plai: I k ) I ( k ) I ( k) I ( ) (4.35) H, on ( D, off H, off D, on k A v paraziní cívce dojde k nárůsu proudu o hodnou I D,on (k) - I D,off (k+), což je o samé jako I H,off (k) -I H,on (k+). Důsledkem je posupný vznik nežádoucího okruhového proudu (Obr. 4.), kerý se uzavírá přes paralelní kombinaci cívek horní a dolní věve jedné fáze měniče (viz. Obr. 4.). Teno proud nekoná užiečnou práci, působí značné přídavné zráy na polovodičových prvcích a vodivých cesách smyčky okruhového proudu. Pro fázový proud plaí: i ah i ad i av I am sin (4.36) Th - 4 -

42 Kde I am je ampliuda fázového proudu, T h je jeho perioda a jeho počáeční fáze. Proudy v jednolivých spínačích z principu nevedou obě polariy proudu, proo jsou sejnosměrně posunuy o polovinu ampliudy fázového proudu, každý s opačným znaménkem: i i ah ad I am I am sin sin Th Th (4.37) Z (4.37) plyne, že při eoreicky zcela bezezráovém provozu měniče v něm vzniká okruhový proud, kerý se uzavírá mezi dvěma společnými věvemi jedné fáze. Oběma cívkami edy eče rvale značný proud. Z Obr. 4. je jasně vidě, že v okamžicích průchodů fázového proudu nulou, edy v bodě kdy si mají jednolivé věve přebíra proud, dosahuje proud v každé z nich hodnoy poloviny ampliudy pracovního fázového proudu. iad[a] iah[a] iav[a] [s] Obr. 4. Maximální okruhový proud. Horní průběh je fázový proud, pod ním proud ve věvi horního ranzisoru a nakonec proud ve věvi spodního ranzisoru. Ve zbývajících sekorech je siuace analogická. V oblasi kdy je fázový proud záporný a sále klesající, i av < a současně di av /d <, převezme úlohu hlavní cívky dolní cívka v obvodu dolního ranzisoru. Proud v horní (nyní paraziní) klesá na nulovou hodnou právě v okamžiku, kdy dosáhne proud v dolní cívce své maximální hodnoy a nasává poslední se v rámci periody výsupního fázového napěí i av < a současně di av /d >. Siuace sekor pak periodicky opakuje. Proud je edy rvale udržován v obou cívkách a y pak pracují v paralelním režimu. Výsupní indukčnos filru se nuně jeví jako poloviční, oproi klasické opologii. To má za následek dvojnásobné zvlnění výsupního fázového proudu. Efekivní hodnoou ohoo zvlnění jsou více zaěžovány kondenzáory filru. Konečně okruhový proud - 4 -

43 způsobuje značné přídavné Jouleovy zráy. Za éo konfigurace nelze měnič reálně provozova. Okruhový proud lze snadno omezi vyřazením spínání ranzisoru v paraziní cívce, ovšem za cenu složiějšího řízení. Proud musí bý snímán v co nejužším pásmu kolem průchodu nulou a v omo pásmu musí dojí ke spínání obou ranzisorů, aby byl eno přechod vůbec umožněn. Avšak i při éo echnice dochází k čásečnému prosakování proudu do paraziní cívky vlivem aniparalelních diod v oblasi kdy první harmonická fázového napěí u h > U DC /3. Zráy vyvolané ímo proudem jsou však zanedbaelné. Nabízí se dále oázka, nakolik dojde k omezení okruhového proudu při uvážení neodsranielných zrá způsobených odporem polovodičů a vodivých ces smyčky okruhového proudu. A následně sanovení minimálního celkového odporu smyčky okruhového proudu, kerý omezí jeho nárůs nad přijaelnou úroveň Vliv činných zrá na exisenci okruhového proudu Předpokládejme výchozí bod jako počáek prvního kvadranu i av = i ah =i ad = a bude následova. sekor, kde i av > ^ di av /d >. Nyní analyzujeme vliv Jouleových zrá na velikos okruhového proudu. Při zapnuí horního ranzisoru se přelévá energie ze zdroje do horní cívky. Proud v ní narůsá na hodnou I H,on (k), dle (4.9). Při vypnuí horního ranzisoru a sepnuí dolního je dolní (paraziní) cívka zásobena energii z horní cívky, avšak čás energie se zmaří na odporech vodičů a polovodičích. Tím je v dolní cívce akumulováno méně energie než při bezezráovém chodu, kerý jsme uvažovali v přechozí kapiole. Vlivem odporů proékaných proudem již neplaí, že při paralelním zapojení cívek je na obou cívkách sejné napěí a že pokles proudu v hlavní cívce se rovná nárůsu proudu v paraziní. i ah i av iad R okr R okr + + U LH,off U LD,on - - Obr. 4.3 Proudové a napěťové poměry na cívkách pří vypnuém horním ranzisoru. Je edy pořeba přesněji označi jednolivé proudy a napěí v cívkách. Vyjdeme-li edy z počáečního bodu k = (první PWM perioda po zapnuí), ak při sepnuí horního

44 ranzisoru narose proud v hlavní cívce na hodnou I H,on (k), paraziní cívka je vlivem vypnuého spodního ranzisoru bez proudu. Při vypnuí horního ranzisoru dojde opě k připojení výsupu věve k dolnímu zápornému pólu přes proilehlou diodu. Proud hlavní cívkou klesá a a předává čás své energie do paraziní cívky, kde narůsá proud. Siuace je názorně zobrazena na Obr. 4.3 a lze ji zjednodušeně popsa: U I U LH, off D, on LD, on ( k) L U ( k) ( k) U fil LD, on L I fil LH, off H, off off ( k) ( k) ( k) off ( k) U ( k) D R i ah R i ad (4.38) Pozn.: Rovnice (4.38) předpokládají sále exisenci lineárního (rojúhelníkového) průběhu zvlněné proudů cívkami j. pro zjednodušení neuvažuje skuečnou exponenciální závislos danou příomnosí odporů. Rovnice (4.38) edy předpokládá, že změny proudů cívkami v rámci periody PWM jsou zanedbaelně velké vůči akuálním hodnoám ěcho proudů. Z (4.38) plyne důležiý prakický závěr, že nárůs v dolní cívce je ve skuečnosi menší, než pokles proudu v horní (hlavní) cívce, vlivem úbyku napěí na odporech a diodě (oproi předešlé kapiole). To samozřejmě plaí pro libovolnou k-ou periodu v prvním sekoru (i av > a di av /d >, I H,off (k) >I D,on (k)). Při sepnuí horního ranzisoru je siuace obdobná, energie akumulovaná v paraziní cívce se začne vrace do zdroje (poažmo do hlavní cívky), viz Obr U dc+ I ad + + U LH,off U LD,on - - R okr R okr i ah I av Obr. 4.4 Proudové a napěťové poměry na cívkách pří sepnuém horním ranzisoru

45 Obdobně, jako v předešlém případě, lze siuaci jednoduše popsa: U I U LH, on D, off LD, off ( k) L U ( k) ( k) U fil I LD, off L fil LH, on H, on on ( k) ( k) ( k) on ( k) U ( k) D R okr i ah R okr i ad (4.39) Z Obr. 4.4 je parné, že napěí na paraziní (dolní) cívce U LD,off (k) je věší, než napěí U LH,on (k). Srmos poklesu proudu v paraziní cívce musí bý věší, opě o lze zobecni na jakoukoliv k-ou periodu v prvním kvadranu (di ad /d > di ah /d, U LH,on (k) < U LD,off (k)). Proud v ní edy zanikne dříve, než dojde k vypnuí horního ranzisoru a proud v horní cívce narose o hodnou I H,on (k). Doba, po kerou je paraziní cívka bez proudu, se zvěší a je nyní dána po zobecnění vzahem: I D, off ( k) ( k) on ( k) (4.4) U ( k) LD, off Z (4.4) je jasné, že vlivem Jouleových zrá dochází ke zvýšení doby, kdy je paraziní cívka bez proudu. Tao doba dále narůsá se zvyšujícím se fázovým proudem vlivem vyšších zrá. Tao skuečnos výrazně limiuje vznik okruhového proudu. i ah () I H,on (k) I H,off (k) I S (k) Tpwm(k-) Tpwm(k) Tpwm(k+) i ad () I D,off (k) I D,on (k) I (k) R okr < R okr,b i ad () I D,off (k) =I D,on (k)=i(k) R okr =R okr,b Obr. 4.5 Vznik okruhového proudu při nenulovém odporu v jeho smyčce

46 Již z předchozí kapioly je zřejmé, že pro první kvadran se okruhový proud z principu plně nerozvine v důsledku (4.33). Avšak pro druhý kvadran kdy fázový proud klesá a plaí ak nerovnos (4.35), proud paraziní cívkou pří zanedbání zrá narůsá. Nyní se pokusíme naléz minimální odpor (zráy) ve smyčce okruhového proudu, kerý zabrání v jeho rozvinuí. Zaměříme se edy na druhý kvadran di af /d < (analogicky čvrý di af /d > ), kde vzniká okruhový proud. Na Obr. 4.5 je naznačena siuace rozložení proudů v cívkách pro různé mezní hodnoy celkového odporu smyčky okruhového proudu. Pro klesající proud plaí I H,off (k) <I H,on (k), pak v k é periodě PWM poklesne proud věví horního ranzisoru o určiou hodnou I S (k) viz Obr Zrcadlově, při zanedbání zrá R okr =, vzrose proud v paraziní cívce o sejnou hodnou. Pro zvyšující se R okr se však nárůs proudu snižuje. Při dosažení určié bezpečné hodnoy R okr = R okr,b bude okruhový proud omezen pouze na velikos zvlnění, omezenou velikosí indukčnosí filru. Další zvyšování odporu by sice mělo za následek snížení proudu v paraziní cívce, avšak za cenu snížení účinnosi měniče. Je edy vhodné, alespoň orienačně, urči hodnou odporu R okr,b. Pro přesné určení lze využí rovnic z předchozích kapiol. Analyické řešení je velmi obížné a je vhodnější využí vhodných numerických, simulačních programů. Další možnosí, s velkou mírou zjednodušení, je sanovi orienační hodnou odporu z úvah, založených na energeických poměrech ve smyčce okruhového proudu. V předešlé kapiole bylo vysvěleno, že cívky (hlavní a paraziní) pracují při komplemenárním spínání horního a dolního ranzisoru v paralelním chodu. Dochází ak mezi nimi k přelévání energie a pro ideální sav R okr = se veškerá změna energie v hlavní cívce projeví sejným nárůsem energie v paraziní cívce. Čili při poklesu proudu v hlavní cívce o I H,off (k), kdy proud paraziní cívkou narose z nuly na hodnou I D,on (k) = I H,off (k), je energie akumulovaná v paraziní cívce daná vzahem: E L ( ) fil I H, off k L fil I D, on ( k) (4.4) Předpokládáme edy, že proud v paraziní cívce je v počáku nulový. Proud je u indukčnosi savovou veličinou a jeho akuální hodnoa udává akuální hodnou akumulované energie. Při opěovném zapnuí horního ranzisoru narose proud v hlavní cívce o hodnou I H,on (k+), kde pro druhý kvadran plaí: I H,on (k+) < I H,off (k), a v paraziní cívce zůsane zbyková energie: I ( k) I ( k ) E zby L fil H, off H, on (4.4) Paraziní cívkou eče zbykový proud odpovídající hodnoě zbykové energie. Pro R okr > je nárůs proudu v paraziní cívce menší, než pokles v hlavní I H,off (k) >I D,on (k). Energie přeměněná v Jouleovo eplo je dána: E R L fil I H, off ( k) I D, on ( k) (4.43) Velikos zráové energie určíme maximálním požadovaným nárůsem proudu v paraziní cívce. Z Obr plyne: I H, off I ( k) I ( k) I ( k) I H, on ( k) S ( k) (4.44)

47 kde I(k) značí zvlnění proudu, závislé na velikosi L fil, frekvenci PWM a sřídě. I S (k) pak určuje rend poklesu akuální hodnoy fázového proudu. Pro R okr = narosl okruhový proud v paraziní cívce o hodnou právě I S (k).bezpečná hodnoa nárůsu proudu v paraziní cívce při sepnuém dolním ranzisoru je I(k). Pokud proud v paraziní cívce nepřekročí uo hodnou, pak nemůže dojí k nárůsu proudu v paraziní cívce dříve, než klesne proud v hlavní cívce k nule. Obr. 4.6 Zráová energie ve smyčce okruhového proudu. Pak bezpečná hodnoa energie, kerá musí bý přeměněná na eplo, je dána vzahem: E ( ) ( ) R, b L fil I max k I S,max k L fil I max ( k) (4.45) Po úpravě: E R, b L fil I max ( k) I S,max ( k ) L fil I max ( k) (4.46) Podle (4.46) je velikos zráové energie dána především velikosí L fil (s níž souvisí aké hodnoa I max ) a nárůsem proudu I S,max. Pro nalezení maximální hodnoy energie (kerou je řeba zmaři v rezisoru pro zabránění vzniku okruhového proudu) v průběhu jedné periody fázového proudu vyžaduje nejprve nalezení maximálního zvlnění I max a nárůsu I S,max fázového proudu. V důsledku jde o hledání exrému funkce dvou proměnných. Maximum energie lze však nají jednoduchou úvahou. Víme, že maximální nárůs proudu je v bodě průchodu fázového proudu nulou a maximální zvlnění nasává při průchodu fázového napěí nulou. Pokud je fázový posuv mezi napěím a proudem malý, pak uvažujeme maximální energii v okolí průchodu fázového proudu a napěí nulou. Pro jednoduchos budeme edy uvažova nulový nebo alespoň minimální fázový posun. Nárůs proudu a jeho maximum v rámci jedné periody PWM lze nají pomocí srmosi obálky harmonického průběhu fázového proudu: i af Iam sin. Pak směrnici nárůsu proudu dosaneme: T h diaf d I am cos Th Th (4.47)

48 Maximální hodnoa nárůsu proudu je: I am I S,max TPWM (4.48) T h Vzahy pro maximální zvlnění proudu budou odvozeny v dalších kapiolách. Zde pro úplnos uvedeme odvozený vzah: I U M DC max (4.49) 6 fpwm L fil Pro bezpečné zamezení nárůsu okruhového proudu edy musí plai: E P T R, b j PWM (4.5) kde P j jsou Jouelovy zráy ve smyčce okruhového proudu. Tyo zráy jsou pak definovány vzahem: j okr i i U i i / P R (4.5) HL, ef DL, ef FD HL, sr D, Lsr Kde i HL,ef, i DL,ef jsou okamžié efekivní hodnoy okruhového proudu ekoucí horním a dolním ranzisorem fáze a během periody PWM, v níž prochází fázový proud nulou. i DL,sr je pak okamžiá sřední hodnoa pro uéž periodu PWM (zráy na diodě vedením jsou úměrné sřední hodnoě proudu, jedna polovina ve vzahu (4.5) zohledňuje příomnos diody pouze v jedné čási okruhové smyčky). Je parné, že pro rosoucí proud klesá pořebná bezpečná hodnoa celkového odporu okruhové smyčky. Nejpřísnější podmínkou (j. nejvyšší požadovaný celkový odpor okruhové smyčky) bude edy vyjádření R okr z (4.5) s uvážením (4.5). Průběh proudu pro výpoče efekivních a sředních hodno je naznačen na Obr i HL i max +I S,max i DL I max I max TPWM / T PWM TPWM / T PWM Obr. 4.7 Průběh okruhového proudu v horní (a) a dolní (b) cívce v okolí bodu průchodu fázového proudu nulou

49 Efekivní hodnoa proudu horní cívkou i H,Lef : i HL, ef T PWM I max I maxi S I S ihld T (4.5) PWM Efekivní hodnoa proudu dolní cívkou i DL,ef : i DL, ef T PWM I max idld T (4.53) 3 PWM Sřední hodnoa proudu horní cívkou i HL,sr : i HL, sr T PWM I max I S ihld T (4.54) PWM Sřední hodnoa proudu dolní cívkou i DL,sr : i DL, sr T PWM I max idld T (4.55) PWM Dosazením rovnic (4.46) a (4.5) až (4.55) do (4.5) dosaneme vzah pro přibližný výpoče bezpečné hodnoy odporu vodivé smyčky okruhového proudu pro jednu věev: I I max S,max LfilI max I S,max LfilI S,max UFD TPWM 4 R okr, b (4.56) I I max max IS,max IS,max TPWM Vzah (4.56) slouží k určení bezpečné hodnoy odporu jedné věve v okruhové smyčce, při keré nemůže narůsa proud v paraziní smyčce a zůsává omezen pouze na hodnou zvlnění danou paramery měniče. V podsaě jde o hrubou konrolu realizovaelnosi měniče, při daných paramerech, z hlediska účinnosi. Při rosoucí spínací frekvenci f PWM a konsanní ampliudě fázového proudu klesá hodnoa nárůsu proudu během jedné periody PWM. V jisých případech pro vysoké frekvence a malé proudy, kdy I S,max se blíží k nule, lze (4.56) zjednoduši: R okr, b Imax LfilImax I S,max U FD TPWM (4.57) Imax TPWM 3 Planos ohoo vzahu byla dále ověřována pomocí numerických simulačních násrojů, keré v současnosi dokáží věrně modelova skuečný měnič

50 i max +I S,max R okr = i DL i HL I I S,max R okr = R okr,kri I max I max I S,max R okr = R okr,b T PWM / T PWM T PWM / T PWM a) b) Obr. 4.8 Průběh okruhového proudu v horní (a) a dolní (b) cívce v okolí bodu průchodu fázového proudu nulou pro různé hodnoy odporu ve smyčce okruhového proudu. Na Obr. 4.8 je dokumenováno, že srmos sesupu proudu paraziní cívkou (i DL v inervalu T PWM / až T PWM ) je ím věší, čím věší je odpor smyčky okruhového proudu. Bezpečná hodnoa R okr,b byla odvozena z podmínky, aby i DL ve vzesupné fázi nenarosl na celou hodnou I max + I S,max, ale pouze na I max. Pak díky zmíněnému chování sesupné srmosi vznikne při R okr,b jisě rezerva (proud i DL zanikne ješě před koncem periody T PWM ), viz silný plný průběh v Obr. 4.8b). Ve skuečnosi by edy sačila menší hodnoa odporu R okr,kri (aby rezerva sice už nevznikla, přeso aby však i DL sačil do konce T PWM zcela zaniknou). Tomu odpovídá věší nárůs proudu i DL - viz čerchovaný průběh v Obr. 4.8b). V Obr. 4.8b) je eno zvěšený dovolený nárůs označen jako I max + I. Jesliže plaí, že T PWM << T h a současně I max >> I S,max, pak z popsaných geomerických souvislosí přibližně plaí:i = I S,max /. Nahradíme-li v rovnici (4.57) výraz I S,max výrazem, /, lze vzahy použí pro výpoče R okr,kri, což je edy hodnoa nižší (výhodnější, opimisičější) oproi zv. bezpečné hodnoě R okr,b. Ověření ěcho úvah bude provedeno v následujících kapiolách, a o s paramery odpovídajícími realizovanému funkčnímu vzorku akového měniče Výpoče zrá v měniči s novou opologií Do celkových zrá měniče jsou zahrnuy zráy na polovodičových prvcích, zráy na odporech cívek a zráy na kondenzáorech výsupního filru. Při sanovení zrá na polovodičových prvcích předpokládáme, že okruhový proud je omezen na velikos zvlnění proudu (j. proud ekoucí paraziní cívkou má var rojúhelníkových impulsů, keré vždy začínají i končí v nulové hodnoě - viz spodní průběh v Obr. 4.5). Měnič se pak chová analogicky klasické opologii řífázového měniče a pro přepínací zráy a zráy vedením lze použí sandarní vzahy [9]. Celkové - 5 -

51 zráy na polovodičích, vypočené dle klasické meodiky, jsou pak rozšířeny o přídavné zráy vznikající v důsledku okruhového proudu. Pro přepínací zráy na ranzisoru plaí: E on E off K u K i Pprep f PWM (4.58) Kde E on a E off jsou kaalogové hodnoy přepínací energie, konsany K u a K i jsou normovací konsany pro přepoče kaalogových hodno přepínacích energií na hodnoy při skuečných proudech a napěích v měniči. Pokud nejsou yo energie uvedeny, lze pro sanovení přepínací energie ranzisoru (pro jednu periodu PWM) E on + E off použí následující vzah (jeho podrobnější vysvělení lze naléz v lierauře [9]): E on E off 4 U DC I am on off (4.59) kde on a off jsou kaalogové spínací a vypínací časy ranzisoru a I am je ampliuda fázového proudu. Přepínací zráy SiC schoky diod jsou zanedbaelné. Zráy vedením na jednom ranzisoru [9]: M P, R, I, R, I cos( ) (4.6) ved Tr Tr on Tr ef Tr on af kde R Tr,on je odpor sepnuého kanálu ranzisoru, M je modulační činiel. Zráy vedením na aniparalelní diodě (jeho podrobnější vysvělení lze naléz v lierauře [9]): U FD I af P ved, D U FD D, sr M cos( ) R 4 3 I R DD, on I DD, on af I D, ef M cos( ) (4.6) Sečením (4.58), (4.6) a (4.6) dosaneme celkové zráy v polovodičových prvcích na jednu věev v měniči. Celkové zráy v polovodičích měniče v důsledku pracovního proudu jsou pak P celk : P celk Pved, D Pved, Tr prep 6 P (4.6) Přídavné zráy v měniči v důsledku rojúhelníkového průběhu proudu paraziní cívkou lze opě rozděli na přepínací a zráy vedením. Opě předpokládáme okruhový proud omezený na pouhé rojúhelníkové zvlnění proudu v paraziní cívce. Zapínací zráy budou edy nulové v důsledku nulového proudu paraziní cívkou v okamžiku zapnuí. Přídavné přepínací zráy jsou dány pouze zráami vypínacími na om ranzisoru, kerý akuálně pracuje do paraziní cívky. Během jedné celé periody první harmonické fázového proudu se v éo roli symericky vysřídají oba ranzisory. Souhrnné přídavné přepínací zráy (na obou ranzisorech) můžeme proo počía jakoby proud paraziní cívky proékal po celou dobu sále jediným ranzisorem: - 5 -

52 P Pr id,pr K NI, sr 4 U DC I max off f PWM (4.63) Kde K NI,sr je korekční konsana zohledňující proměnlivos výšky rojúhelníků průběhu proudu paraziní cívky v průběhu periody první harmonické výsupního napěí. Podobně souhrnné přídavné zráy vedením (obou ranzisorů ve fázi) jsou: P Pr idv, Tr R K I (4.64) Tron NI, ef max Kde K NI,ef je korekční konsana zohledňující proměnlivou hodnou výšky rojúhelníků průběhu proudu paraziní cívky a aké skuečnos, že zráy jsou úměrné efekivní hodnoě procházejícího proudu. Souhrnné přídavné zráy vedením na obou diodách jedné fáze: P Pr idv, D U K I R K I (4.65) FD NI, sr max D, on NI, ef max Celkové přídavné zráy na polovodičových prvcích pak: P P P P (4.66) Pr id, Celk 3 Pr idp Pr idv, Tr Pr idv, D Celkové zráy ve vinuí cívek způsobené pracovním proudem musí bý: P RL (4.67) 3PRL, f 3RLI af, ef kde P RL,f jsou zráy na odporu obou cívek jedné fáze způsobené pouze pracovním proudem (uvažujeme pouze jeho obálku). Přídavné zráy na paraziních cívkách (v důsledku jejich rojúhelníkového průběhu proudu): P 3 R K I (4.68) RL, prid PRL, f, prid 3 L NI, ef max Kde opě P RL,f,prid jsou celkové zráy obou cívek na jednu fázi. Zráy v kondenzáorech jsou způsobeny především jejich sériovými odpory a jejich výpoče je sejný, jak pro novou opologii, ak i pro klasickou: P RC 3PRC, f 3RC KNIi, ef Imax (4.69) Kde P RC,f jsou zráy na kondenzáorech jedné fáze. I max je zvlnění proudu definované jako špička-špička. U nové opologie jsou zráy v kondenzáorech oproi klasickému měniči věší - v důsledku dvojnásobné hodnoy zvlnění proudu I max (má-li každá cívka v nové opologii sejnou indukčnos jako jediná cívka ve fázi klasické opologie). R C je ekvivalenní sériový odpor kondenzáoru filru (ESR)

53 4. Modelování nové opologie a ověření její vlasnosí 4.. Model měniče a jeho paramery Pomocí numerického simulačního násroje MATLAB/Simulink, a především knihovny diskréních součásek PowerSimToolbox, lze poměrně věrohodně modelova navrhovaný měnič s neradiční opologií výsupního filru. Paramery modelu jsou voleny ak, aby co nejvíce odpovídaly paramerům realizovaného měniče. Tab 4. dává souhrnný přehled nejdůležiějších paramerů modelovaného měniče: Tab 4. Paramery modelovaného měniče. Paramer Hodnoa Napěí meziobvodu U DC Spínací frekvence f PWM Modulační činiel M Výsupní fázový proud I af Výsupní sdružené napěí Výsupní výkon Indukčnos cívky filru Zvlnění výsupního proudu Kapacia filračních kondenzáoru 54V khz <, 3/> A 33V 6,3kW 779H A,6F Paramery polovodičových prvků jsou přehledně uvedeny v Tab 4.: Tab 4. Paramery polovodičových prvků. Paramer Hodnoa Sic DMOS CREE Transisor CMFD Blokující napěí U DSB V Jmenoviý proud (5 o C) I DS5 47A Jmenoviý proud ( o C) I DS A Vsupní kapacia C iss nf Doba sepnuí on 37ns Doba vypnuí off ns Odpor kanálu (5 o C) R DSon 8m Sic schoky Infineon Diode IDH5S Blokující napěí U B V Jmenoviý proud (T<3 o C) I D 5A Odpor v propusném směru (5 o C) R DDon 5m Zoavovací doba rr - Napěí v propusném směru.v

54 Zkonsruovaný model měniče s navrhovanou opologií výsupního filru je na Obr Jednolivé bloky diskréních součásek umožňují nasavi požadované paramery uvedené v abulkách Tab 4. a Tab 4.. Obr. 4.9 Model měniče s navrhovanou opologií filru realizovaný v Malab/Simlink/SimPowerSysem. 4.. Modelování vlivu odporu věví na vznik okruhového proudu Z rovnice (4.57) a lze urči přibližnou bezpečnou nebo kriickou hodnou odporu v jedné věvi smyčky okruhového proudu viz popis Obr. 4.3, Obr. 4.4 a Obr Dle rovnice (4.57) je bezpečná hodnoa odporu přibližně R okr,b = 4,5. Tao hodnoa byla aké použia pro ověření v simulaci nové opologie. Podle průběhu proudů v jednolivých cívkách je z Obr. 4. parné, že pracovní proud je srikně rozdělen mezi horní a dolní ranzisor a v paraziních cívkách (pro daný směr proudu) eče pouze proud o velikosi zvlnění. Na Obr. 4. je zobrazen deail v bodě komuace cívek (dochází k přebírání proudu). Paraziní cívka přebírá pracovní proud až po určié době, kdy poklesne proud v hlavní cívce na nulu (resp. je omezen na akuální hodnou zvlnění). Hodnoa kriického odporu z rovnice (4.57) je přibližně R okr,kri = Po dosazení éo hodnoy do simulačního modelu je siuace obdobná jako v předešlém případě. Okruhový proud je opě omezen na hodnou akuálního zvlnění proudu v hlavní cívce, Obr

55 Obr. 4. Průběh proudů ve věvi měniče pro bezpečnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. [s] iad[a] iaf[a] iaf[a] iah[a] iah[a] iad[a] Obr. 4. Deail proudů ve věvi měniče v okolí bodu komuace fáze pro bezpečnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. [s]

56 [s] Obr. 4. Průběh proudů ve věvi měniče pro kriickou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. iad[a] iah[a] iaf[a] iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr. 4.3 Deail proudů ve věvi měniče v okolí bodu komuace fáze pro kriickou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu

57 V okolí bodu komuace již dochází k plynulému předávání proudu mezi hlavní a vedlejší cívkou. Jakmile proud hlavní cívky klesá k nule, okamžiě začíná narůsa proud v paraziní, kerá se ím sává hlavní cívkou pro vedení proudu opačného směru. Deailní komuace je parná z Obr Z výpočů je parné, že sice jde omezi okruhový proud v paraziních prvcích měniče, avšak za cenu neúnosně velkých zrá. Jednoky ohmů v cesě pracovního proudu by způsobily nepřijaelné úbyky napěí a zráy v sousavě měniče. Vyvsává edy oázka, jaký skuečný nárůs okruhového proudu bude při reálných odporech jednolivých prvků měniče. Velikos reálného odporu lze odhadnou z paramerů polovodičových prvků a z reálných hodno odporů lumivek. Ekvivalenní hodnoa reálného odporu v jedné věvi smyčky okruhového proudu je R okr = mpředpokládaná hodnoa okruhového odporu odhadnuá ze skuečných paramerů realizovaného vzorku měniče. Výpoče nárůsu okruhového proudu je již značně komplikovaný (mnoho proměnných paramerů). Proo je výhodnější využí modelu měniče ke sanovení proudových poměrů v měniči. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr. 4.4 Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Průběhy z Obr. 4.4 dokazují úvahy z kap V okolí průchodu fázového proudu nulou dochází k nárůsu okruhového proudu. Zde je nejvěší energie akumulovaná v paraziní cívce a současně nejnižší zráy na celkovém odporu smyčky okruhového proudu. Nárůs proudu není nikerak dramaický, jedná se přibližně o 5% z ampliudy fázového proudu, přeso však jisě způsobuje nežádoucí přídavné zráy. Za dané konfigurace je o konsrukčně neodsranielný problém. Při dané opologii je jediná možnos, jak omezi vznik okruhového proudu, spína pouze jeden ranzisor ve věvi podle směru proudu. To s sebou nese nunos realizova komplikovanější řídicí sysém. V každé fázi musí by snímán proud a vyhodnocován jeho směr. Podle směru proudu je spínán příslušný ranzisor (horní nebo dolní). Výhodou je úplné polačení okruhového proudu v prakicky celé půlperiodě fázového proudu. V oblasi průchodu fázového proudu nulou je v definovaném pásmu umožněno spínání obou ranzisorů. Okruhový

58 proud je ím časově omezen pouze na yo velmi kráké inervaly a je prakicky zanedbaelný. Jeho velikos závisí na šířce ěcho inervalů. Šířku inervalu ovlivňuje především velikos zvlnění. Pro hladký průběh komuace mezi ranzisory (v jedné věvi) je vhodné, aby velikos zvlnění proudu byla menší než měřené pásmo filrovaných hodno proudu. Tedy čím bude nižší zvlnění proudu (vyšší indukčnos filru), ím bude i kraší inerval, po kerý bude vznika okruhový proud. Příklad spínání jednoho ranzisoru ve věvi, pro reálné hodnoy sousavy měniče, je na Obr Okruhový proud je zde prakicky zcela polačen. V okolích okamžiků komuace nedochází k nežádoucímu nárůsu proudu v paraziní cívce, nebo je eno nárůs dosaečně omezen. Proud ak plynule přechází mezi komuačními cívkami. Výhodou spínání jednoho ranzisoru ve věvi je, že lumivky se po věšinu času chovají jako lumivka jediná a pro definované zvlnění fázového proudu je jejich hodnoa indukčnosi poloviční oproi siuaci kdy jsou společně spínány oba ranzisory ve věvi. To je vidě i z průběhu zvlnění, v okamžicích spínání obou ranzisorů dojde k dvojnásobnému nárůsu zvlnění proudu. Z hlediska zrá a doby rvání lze eno nárůs označi za zanedbaelný. Při narůsajícím fázovém napěí dochází k pronikání okruhového proudu přes paraziní diodu. Teno jev se zesiluje při nárůsu fázového napěí nad U DC /3. Kdy při určiých spínacích kombinacích je napěí sředu filru posunuo vůči nulovému sředu napájecího zdroje o U DC /6. Sejně ak ao siuace nasává při nulových vekorech (savech) spínací kombinace. Nárůs proudu je navíc poměrně málo cilivý na velikos snímaného pásma proudů. Při pásmu ±A činí nárůs okruhového proudu v okolí komuace pouhá ři procena a v pásmu ±4A je pouhých šes procen. Tao skuečnos pak neklade přílišné nároky na vyhodnocovací elekroniku. Samozřejmě, čím je širší pásmo, ím dochází k věšímu namáhání pasivních součásí filru, v důsledku vyššího zvlnění proudu působícího po delší dobu. iad[a ] iah[a ] iaf[a] [s] Obr. 4.5 Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při spínání pouze jednoho ranzisoru ve fázi. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou

59 Dále se nabízí oázky, zda by nebylo možné sníži vliv okruhového proudu změnou paramerů měniče čí čásečnou úpravou sávající opologie. Z (4.57) plyne, že při zvýšení frekvence PWM dojde ke snížení odporu smyčky, pořebného pro omezení okruhového proudu při sejné velikosi fázového proudu. Současná spínací frekvence khz je již dosi vysoké a není zde mnoho prosoru pro další její zvyšování. Nabízí se edy možnos, výrazně sníži velikos indukčnosi v okruhové smyčce, při zachování konsanního zvlnění a frekvenci, a o úpravou sávající nové opologie, opologií zobrazenou na Obr Horní a dolní cívka je nahrazena cívkami s malou indukčnosí a do výsupu fáze je zapojena filrační cívka s velkou indukčnosí. Indukčnos filrační cívky je několikanásobně vyšší než indukčnosi cívek ve smyčce okruhového proudu a společně s kondenzáory voří výsupní filr. Zvlnění proudu v malých cívkách a kondenzáorech je pak dáno velkou hodnoou indukčnosi filrační cívky. Výhodou je poloviční hodnoa indukčnosi filrační cívky k dosažení sejného zvlnění, oproi předešlé opologii se dvěma cívkami s velkou indukčnosí. V důsledku malých hodno indukčnosí cívek ve smyčce okruhového proudu mohou bý yo cívky konsruovány jako vzduchové, čímž nezvyšují ekonomické ani hmonosní zaížení sousavy měniče a výsupního filru. Hodnoa indukčnosi malých cívek musí bý dosaečná pouze na o, aby dokázala omezi proud v poruchových savech na deekovaelnou úroveň a nepolačovala ak výhodné vlasnosi navrhované opologie (j. aby sále nebylo řeba použií ochranné doby ad.). A B C i ah i bh i ch i a i b i c L okr L okr L okr L fil L fil L fil i ad i bd i cd C fil C fil C fil Obr. 4.6 Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami Při vysoké hladině napájecího napěí U DC (až 6V) je při vrdém zkrau nárůs proudu až několik sovek ampér za mikrosekundu. Proo je vhodné voli okruhové indukčnosi v desíkách H, aby nárůs proudu nepřesáhl hodnoy jednoek ampér A/s. Z rovnice (4.57) a lze sanovi maximální možnou hodnou indukčnosi okruhových cívek ak, aby nedošlo k nárůsu okruhového proudu. Při daném zvlnění proudu hlavní cívky lze z uvedených rovnic oiž sanovi maximální možnou indukčnos okruhových cívek ak, aby exisující (výhodně malá) hodnoa odporu v okruhové byla ješě vyšší než kriická či dokonce než bezpečná hodnoa. Pro sávající konfiguraci je maximální hodnoa indukčnosi okruhových cívek L okr ~ 5H. Pro simulaci byla zvolena hodnoa indukčnosi malé okruhové cívky L okr = 3H. Při éo hodnoě lze v rozumných rozměrech realizova okruhové cívky jako vzduchové. Výsledek simulace upravené opologie je zobrazen na Obr Pracovní proud je i pro reálně nízké hodnoy odporů v okruhové smyčce srikně rozdělen do jednolivých cívek. Zvlnění

60 proudu je dáno především hlavní filrační cívkou (ve skuečnosi je neparně nižší vlivem přírůsku okruhových indukčnosi o hodnou L okr /). Okruhový proud v paraziní cívce je po celou dobu periody PWM omezen na hodnou menší než je skuečné zvlnění v okruhových cívkách. Pokud je zvlnění v paraziní cívce co nejvíce polačeno, blíží se limině účinnos navrhované opologie účinnosi klasického zapojení. Při sávající konfiguraci lze paraziní proud více omezi zvyšováním hodnoy indukčnosi filrační cívky. To ovšem zvyšuje cenu, rozměry a váhu měniče. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr. 4.7 Průběh proudů ve věvích měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami

61 iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr. 4.8 Deail průběhu proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami. Pokud míso vzduchových cívek s malou indukčnosí použijeme přesyky, edy indukčnosi pracující s přesyceným magneickým obvodem, lze okruhový proud výrazně polači. Přesyka v sobě pojí výhodné vlasnosi malých okruhových cívek a velké filrační cívky. Při překročení pracovního proudu přesyky dojde k výraznému přesycení magneického obvodu a následkem oho i k výraznému poklesu indukčnosi cívky. Pracovní proud přesyek je vhodné voli okolo maximální hodnoy zvlnění fázového proudu. Pracovním proudem se myslí proud, při němž dojde k přesycení magneického obvodu. Z hlediska zrá ve vinuí musí bý přesyka dimenzována na efekivní hodnou půlvlny fázového proudu. Rozměry přesyek jsou malé i při vysokých počáečních indukčnosech (sovky H) a lze jimi velmi dobře nahradi vzduchové cívky. Výsledky s okruhovou přesykou s počáeční indukčnosí L okr = 55H jsou na Obr Přesyka se v hlavní a paraziní věvi chová odlišně. Pouze v okolí průchodu fázového proudu nulou, kdy obě pracují pod hodnoou svého pracovního proudu, mají sejné vlasnosi. Jakmile dojde v hlavní věvi k překročení pracovního proudu přesyky, pak vlivem přesycení její hodnoa indukčnosi prudce poklesne. Tím dojde k poklesu zbykové energie podle rovnice (4.57) a následně ke zížení podmínek nárůsu okruhového proudu

62 iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr. 4.9 Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma okruhovými přesykami. Paraziní indukčnos (nyní je hlavní a paraziní cívka konsruována jako přesyka) sále pracuje pod úrovní svého pracovního proudu a má proo velkou indukčnos. Proože obě cívky pracují v paralelním chodu, musí na nich bý sejné napěí. Velikos napěí je dána zvlněním proudu vnuceným filrační lumivkou a velikosí indukčnosi hlavní cívky. Z (4.3) nebo (4.38) je jasné, že nárůs proudu v paraziní cívce je výrazně polačen vyšší indukčnosí nepřesycené přesyky pracující jako paraziní. Velikos paraziního proud je dána poměrem indukčnosí hlavní a paraziní přesyky. Teno poměr může bý až dvaceinásobný. Paraziní proud je prakicky zcela polačen. Zvlnění fázového proudu klesne na polovinu, dojde k polačení přídavných zrá v měniči a v komponenech filru. Velká počáeční indukčnos přesyek má dále příznivý vliv na nárůs zkraového proudu v případě poruchy (omezení nárůsu na deseiny až jednoky ampérů za mikrosekundu), kerý je pak snadno deekovaelný poměrně jednoduchou elekronikou. Na Obr. 4.3 je zobrazena závislos indukčnosi přesyky na pracovním proudu, kerá byla použia pro simulace opologie s přesykami

63 i[a] Obr. 4.3 Průběh závislosi indukčnosi přesyky na pracovním proudu, kerá byla využia pro simulace. iaf[a] iaf[a] iaf[a] [Wb] Obr. 4.3 Deail průběhu proudů v jedné věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma okruhovými přesykami. [s] 4..3 Minimalizace ochranných dob a vliv krákodobých zkraů meziobvodu v důsledku rozdílného spínání ranzisorů. Vlivem nesejných spínacích a vypínacích časů ranzisorů není možné spína horní a dolní ranzisor ve věvi srikně komplemenárně známá problemaika ochranné doby (dead-ime). Nejrychlejší křemíkové ranzisory MOSFET se závěrným napěím 6V vyžadují minimální ochranou dobu v řádu sovek nanosekund. Podobně je na om i použiá echnologie SiC, avšak při závěrném napěí V. Při napájecích napěích 5V a velmi nízkých indukčnosech ces mezi ranzisory (v řádu jednoek nh) je nárůs proudu při případném komuačním zkrau (nedosaečná ochranná doba) i sovky ampér, ačkoliv eno zkra rvá pouze několik desíek nanosekund. S akovou srmosí si, ve snaze ochráni ranzisor před zničením, nemusí poradi ani velice rychlé saurační ochrany

64 Vzniklá časová bezpečnosní rezerva (vložením ochranné doby) je definována jako T DT (podrobně vysvěleno v lierauře[]): T DT T (4.7) D on off kde T D je ochranná doba vyvořená řídícími obvody (algorimem) a on, off jsou kaalogové doby spínání ranzisoru. Spínací časy ranzisorů jsou závislé na eploě, kvaliě budicího obvodu a dalších skuečnosech, proo je ochranná doba volena věší s dosaečnou rezervou k pokryí všech ěcho obížně idenifikovaelných jevů (spínací děje ranzisoru jsou nelineární). Volba ideální ochranné doby ranzisoru je vždy kompromisem. Dosaečná dlouhá doba zabrání nežádoucím sepnuím i při věší změně paramerů ranzisorů či budicích obvodů, avšak způsobuje nežádoucí zkreslení výsupního napěi(proože u PWM moduláoru způsobuje nelineariu ypu hysereze). Obr. 4.3 Vliv ochranných dob ranzisorů na věvové napěí, převzao z []. Vlivem ochranné doby dochází ke změně sřídy oproi signálu z PWM moduláoru (podrobněji v [], []): ON ONid T D sgn( i af ) (4.7) Tao deformace doby sepnuí má pak za následek úbyek věvového napěí o sřední hodnoě []: TD UVx U DC sgn( iaf ), x a, b, c (4.7) T PWM

65 Z rovnice (4.7) plyne, že úbyek napěí rose se zvyšující se frekvencí PWM. Pro spínací frekvence okolo khz voří eno úbyek již několik procen. Při vysokých napěích meziobvodu mohou úbyky napěí dosahova jednoky až desíek volů. Princip vzniku úbyku napěí vlivem ochranných dob je naznačen na Obr V dnešní době jsou moderní procesory vybavený moduláory schopnými jednoduše kompenzova účinky ochranných dob změnou sřídy, v závislosi na znaménku měřeného fázového proudu []. V minulých kapiolách jsme vyšeřili chování měniče s ideálním spínáním ranzisorů. Nová opologie však umožňuje éměř úplné vynechání ochranných dob a o díky velkým indukčnosí (až sovky H) v cesě poenciálního zkraového proudu. Snahou je edy využí vlasnosí nové opologie ke snížení ochranných dob na minimum, a ím i k polačení jejich vlivu, zvlášě při vysokých hodnoách spínacích frekvencí. Přiom je užiečné urči, jak se sousava měniče bude chova při vysavení krákodobého komuačního zkrau, kerý v praxi může bý způsoben poruchou řídicí elekroniky nebo vnějším rušením. Je nuné si uvědomi, že vysoké spínací frekvence a exrémně rychlé polovodičové prvky vysavují řídicí obvody vysoké záěží z hlediska rušivých signálů. Konvenční budicí obvody již nemusí bý zcela imunní vůči vysokým srmosem du/d a může ak docháze k nežádoucím krákodobým sepnuím, s následkem zkrau meziobvodu. Siuaci vyšeříme nejprve pro nesandarní a značně exrémní siuaci, kdy jsou ranzisory spínány bez ochranných dob a budiče výkonových ranzisorů dávají naproso symerické povely pro zapnuí i vypnuí ranzisoru (zpoždění výsupního signálu budiče je symerické pro povel k sepnuí i vypnuí). Pokud uvažujeme použiý SiC ranzisor, pak lze přibližně urči dobu, po kerou působí vrdý zkra zkr, odečením zapínacího času od času vypínacího, Tab 4.: zkr doff foff ron don (4.73) Pak nárůs zkraového proudu I zkr za uo dobu je definován: U DC I zkr zkr (4.74) Lokr Nárůs zkraového proudu může bý zachycen okruhovými lumivkami, viz Obr (pro opologii podle Obr. 4. je okruhová cívka současně i filrační cívkou L okr = L fil ). Při sejných hodnoách okruhových indukčnosí se na nich napěí rovnoměrně rozloží a nárůs zkraového proudu je sejný, jak v hlavní, ak i v paraziní lumivce. Příspěvek zkraového proudu způsobí v paraziní cívce (kap. 4.), zejména v druhém (resp. čvrém) kvadranu, nárůs okruhového proudu o I zkr, v rámci jedné periody PWM. K polačení nárůsu okruhového proudu by ao hodnoa musela bý opě kompenzována zráami na odporech a polovodičích, vznikajících ve smyčce okruhového proudu. Pro sanovení vlivu zkraového proudu na bezpečnou či kriickou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu lze opě využí vzahu (4.57) - s jednoduchou záměnou I Smax za novou hodnou I M = I zkr +I Smax pro bezpečnou a za I M / = I zkr +I Smax / pro kriickou hodnou odporu. Výraz I zkr zohledňuje dvě přepínací událosi v rámci jedné periody PWM. Uvažujeme-li edy exrémní možnos bez aplikace ochranné doby, pak doba působení zkraového proudu při přepínání je pro použiý SiC ranzisor zkr = 69ns. Pro případ dvou velkých okruhových cívek

66 s indukčnosi L okr = 78H je nárůs proudu v obou cívkách z (4.74) I zkr = 4mA. Aby s dosaečnou rezervou nevznikl okruhový proud, musela by podle (4.57) bý hodnoa odporu v okruhové smyčce přibližně nebo alespoň kriicky 6posup výpoču odporů je analogický jako v přechozí kapiole. Tyo hodnoy jsou v důsledku neúnosných zrá nepřijaelné. Na Obr je modelován vliv krákodobých zkraů na průběhy proudů v jednolivých věvích fáze, při reálném odporu jedné věve okruhové smyčky R okr = m. Z průběhů je parný desrukivní efek zkraového proudu na okruhový proud při nechráněném spínání ranzisorů. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při symerickém spínaní ranzisorů bez ochranných dob. Nahoře fázový proud, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou Velikos usáleného zkraového proudu lze snadno odhadnou ze vzahu I zkra : I U DC zkr zkra (4.75) Rokr TPWM Pro danou konfiguraci je edy usálená hodnoa zkraového proudu I zkra = 9,4A. A cívky v jednolivých věvích fáze jsou neúnosně zaěžovány přídavnými proudy: i i ah ad I I zkra zkra I am I am sin sin Th Th (4.76) Omezení ako exrémních podmínek při dané opologii měniče je prakicky možné jen spínáním pouze jednoho ranzisoru ve věvi. V okolí průchodu fázového proudu nulou je povoleno spínání obou ranzisorů pro plynulou komuaci proudů mezi cívkami. Oblas, kde je povoleno spínání obou ranzisorů, musí bý co nejmenší, aby byl nárůs zkraového proudu co nejvíce omezen. Velké hodnoy indukčnosí zajisí malé zvlnění

67 proudu a ím i úzké pásmo spínání obou ranzisorů. Velká indukčnos dále zvýší časovou konsanu zkraového proudu a omezí jeho maximální hodnou na konci ohoo pásma. Na Obr je průběh proudů pro pásmo ± A. Při hodnoách indukčnosi L okr = 78 H lze považova přídavný zkraový proud za zanedbaelný a měnič lze provozova i v ako exrémních podmínkách. Velké hodnoy indukčnosi cívek mají aké příznivý vliv na elekromagneickou kompaibiliu. Výrazně redukují osré špičky zkraového proudu a snižují ak namáhání meziobvodu měniče. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při spínání pouze jednoho ranzisoru ve fázi bez ochranných dob. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou

68 iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při symerickém spínaní ranzisorů bez ochranných dob. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami. Nevýhodami opologie s pouze dvěma velkými cívkami (Obr. 4.) jsou především věší rozměry cívek, jejich hmonos, cena a vyšší zvlnění proudu výsupního filru. Pokud bychom pro eliminování ěcho nevýhod chěli použí upravenou opologii na Obr. 4.6, pak je zřejmé, že ao opologie je pro použií zkraů nevhodná. Malé hodnoy okruhových indukčnosí snižují časovou konsanu zkraového proudu a omezení jeho usálené hodnoy je výrazně obížnější. Zkraový proud rychle narůsá na svoji vysokou usálenou hodnou. V okolí maximální sřídy, kdy nedochází k časému spínání obou ranzisorů, pak rychle klesá k nule, Obr Využií meody spínání pouze jednoho ranzisoru je zde omezeno v důsledku rychlého nárůsu zkraového proudu. Již pro pásmo ± A narůsá zkraový proud na hodnou rovnou ampliudě pracovního proudu, Obr Tyo vysoké proudové pulzy již způsobují nezanedbaelné zráy a svojí srmosí neúměrně zaěžují meziobvod a napájecí síť. Omezi účinky zkraového proudu lze zkracováním délky inervalu spínání obou ranzisorů ve věvi. Avšak přílišné zkrácení způsobuje zkreslení fázového proudu a zvýšení obsahu vyšších harmonických ve spekru. Na Obr je naznačena deformace fázového proudu pro pásmo spínání v rozsahu pouhých ±,5A. Jak již bylo uvedeno, při hodnoách pásma spínání nižších než je hodnoa zvlnění proudu v cívkách, nedochází k plynulé komuaci proudu mezi cívkami a výsupní fázový proud je výrazně zkreslen přechodovými jevy. Z uvedených skuečnosí se jeví jako výhodnější nahradi okruhové cívky s malými indukčnosmi přesykami. Jejich výhodné vlasnosi lze využí právě pro případ spínání pouze jednoho ranzisoru ve fázi. Pokud nasycení jejich magneického obvodu bude korelova s pásmem proudu, kde jsou spínány oba ranzisory ve věvi, pak zkraové proudy budou omezovány jejich vysokou počáeční indukčnosí a pro vyšší proudy dojde k jejich přesycení

69 iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při spínaní pouze jednoho ranzisorů bez ochranných dob. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Zkreslení proudů při příliš malém pásmu spínání obou ranzisorů ve věvi. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a dvěma malými okruhovými cívkami

70 Vlivem relaivně malé hodnoy proudu přesycení je lze konsruova s malými rozměry a hmonosí. Velká počáeční indukčnos přesyky zcela omezí proud v paraziní lumivce, Obr a Obr Velikos indukčnosi přesyky je nuno voli ak, aby nárůs proudu v paraziní cívce nepřesáhl mezní hodnou proudu, kerá způsobí přesycení přesyky. Pokud by se ak salo, hrozí vznik velkých proudových špiček, jako v předešlém případě s dvěma malými cívkami. Volba přesyky je edy podmíněna velikosí mezního proudu přesyky a velikosí odporu smyčky okruhového proudu. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvi měniče pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při spínaní pouze jednoho ranzisorů bez ochranných dob. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a přesykami.. Inkukčnos přesyky L přesy = *L fil. iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Průběh proudů ve věvích jedné fáze pro reálnou hodnou odporu ve smyčce okruhového proudu při spínaní pouze jednoho ranzisorů bez ochranných dob. Nahoře - fázový, uprosřed proud horní cívkou, dole proud dolní cívkou. Modifikovaná opologie s jednou hlavní filrační cívkou a přesykami. Inkukčnos přesyky L přesy = 3*L fil

71 Ve všech uvedených případech je průběh fázových proudů čisě harmonický. Zkreslení vlivem ochranných dob je výrazně redukováno, nebo dokonce úplně eliminováno. Čisě harmonické napájení mooru omezuje vznik rušivých kapaciních proudů, uzavírajících se přes zemní kapaciy a spojení v sousavě napájecí síť měnič záěž (moor). Zanedbaelné zoavovací doby SiC diod snižují rušení v oblasech vysokých kmiočů (nad MHz). Rozdělení věve měniče dvěma lumivkami zvyšuje robusnos měniče vůči poruchám způsobených náhodným rušením (náhodné sepnuí ranzisorů), zkraům záěží. Srmosi zkraových proudů či nadproudů jsou omezeny na snadno měřielné hodnoy, což zjednodušuje vyhodnocující elekroniku a zvyšuje živonos a spolehlivos zařízení. Pomocí popsaných jevů je dále možné diagnosikova změny v sousavě a včasně ak předpovědě blížící se závažnou poruchu. Celé zařízení je značně robusní v případě krákodobých náhodných poruch, aniž by nějak omezilo chod zařízení dočasným odpojením nebo zráou funkce. Použií sousavy cívek zapojených do obvodu horního a dolního ranzisoru jedné věve snižuje napěťové namáhání du/d výkonových součásek a budicích obvodů, čímž přispívá ke věší spolehlivosi celého zařízení. V případě použií SiC polovodičových výkonových prvků je oiž důležiým paramerem dobrá imunia řídicích obvodů na velké srmosi napěi v důsledku výborných saických a dynamických paramerů echnologie SiC. 4.3 Volba a dimenzování prvků výsupního filru Z předchozích kapiol se pro návrh filru jeví jako kriický paramer indukčnos filračních cívek. Velikosí filrační indukčnosi ovlivňujeme rozsah použielnosi nové opologie (okruhové proudy) a samozřejmě i velikos, hmonos a cenu. Hodnoa filrační indukčnosi určuje velikos zvlnění fázového proudu. Znalos hodnoy zvlnění je nuná podmínka pro bezpečný provoz měniče s novou opologií. Velikos zvlnění přímo ovlivňuje zráy v kondenzáorech filru, zvyšuje přídavné zráy a má vliv na opimální návrh magneického obvodu filračních cívek. Zvlnění proudu a především jeho var je během periody první harmonické výrazně proměnný a jeho popis je poměrné obížný. Pro analýzu zvlnění fázového proudu budeme uvažova generování spínacích signálů sředově zarovnanou PWM modulací se sinusovým průběhem sřídy. Periodu první harmonické výsupního napěí lze sandardně rozděli do šesi inervalů, kde se sřídají pouze krajní vekory napěí, odpovídající dané kombinaci sepnuí s vekory nulovými, viz Obr Pozn.: Jak bylo ukázáno v kapiole 4., nová opologie se z vnějšího popisu chová analogicky klasické a lze u ní využíva klasickou eorii PWM modulace řífázových měničů). Problém analyického vyjádření zvlnění proudu se ím výrazně zjednoduší. Vzhledem k symerii signálu sřídy a nosného signálu PWM lze dále popis omezi pouze na ři sekory a ve zbylých řech je průběh zvlnění zrcadlový [8],[],[]. V rámci jedné periody PWM má fázový proud var několinásobně lomených úseček. S principu se v každé periodě PWM vyskyují úseky s rozdílnou srmosí změny fázového proudu. Celkem může v každé periodě PWM srmos změny nabýva čyř hodno. To je parné např. z Obr. 4.4 vekor napěí vzniká oiž v rámci keréhokoliv sekoru kombinací spínání dvou krajních (hraničních) vekorů se dvěma vekory nulovými. Doba rvání každého z ěcho čyř dílčích savů je proměnná - souvisí s akuální sřídou ve všech řech fázích (sinusová PWM). V každém z ěcho čyř savů - 7 -

72 je jiné napěí na indukčnosi filru (v rámci každého ohoo savu ho však lze uvažova konsanní, proože výsupní harmonické napěí měniče se v rámci jedné periody PWM éměř nezmění). Cílem další analýzy bude nalezení akuálního rozdílu I() mezi minimální a maximální hodnoou fázového proudu v rámci jedné periody PWM. Tuo hodnou úmyslně nenazýváme zdvihem, proože pojem zdvih evokuje předsavu pouhého rojúhelníkového průběhu. V našem případě se však může jedna např. o konkréní siuaci, na Obr Zmíněný maximální rozdíl velikosi proudu v rámci jedné periody PWM je pro nás důležiý, jelikož z hlediska návrhu výsupního filru v rámci periody PWM makroskopicky má ao hodnoa podobný význam jako prosý zdvih rojúhelníkového proudu u jednoduché opologie (např. snižující měnič). Uvedený rozdíl I() dále budeme nazýva prosým pojmem akuální zvlnění proudu. i() i() I I T PWM / T PWM T PWM / T PWM Obr. 4.4 Skuečný var zvlněného proudu ekoucího paraziní cívkou. Dílčí zdvih proudu (během každého ze čyř savů vekoru napěí uvniř periody PWM) vypočeme z akuálního napěí na indukčnosi (konsana po dobu celého savu), z doby rvání savu a ze známé hodnoy indukčnosi

73 Obr. 4.4 Vekory napěí v řífázové sousavě []. Tab 4.3 Kombinace sepnuí jednolivých věví řífázového měniče. [kombinace] U va U vb U vc U U va U U vb U U vc U Průběh zvlnění proudu ve fázi a vyjádříme pro sekory IV až VI, edy pro sřídu s a v inervalu;, kde nulová sřída je položena do počáku časové osy. Okamžiou hodnou zvlnění fázového proudu I aiv (), definovanou ve IV. sekoru v rámci jedné periody PWM, lze získa analýzou konkréních čyř dílčích savů uvniř periody PWM. Složiějším rozborem s použiím Obr. 4.4, vzahů pro akuální sřídu a akuální hodnou výsupního harmonického napěí fáze a lze zjisi:

74 - 74-6, ( ;,33 ( cos 3 cos 3,, 6 7 sin 6 sin 3 cos sin 3 cos 3 ) ( h x x h h PWM fil DC x x h h h PWM fil DC h h PWM fil DC aiv T s s T M T f L M U s s T T T M f L M U T M T f L M U I (4.77) Definice L fil : V případě klasické opologie je L fil v rovnici (4.78) a ve všech následujících rovnicích indukčnos filrační lumivky, v případě opologie podle Obr. 4. je o poloviční hodnoa oproi indukčnosi dvou dílčích filračních lumivek a v případě modifikované opologie podle Obr. 4.6 je o indukčnos hlavní filrační lumivky (indukčnos malých okruhových lumivek lze zanedba). Z rovnice (4.77) je vidě, že v popisovaném IV. sekoru exisuje určiá hraniční hodnoa sřídy s x. Pro s < s x má sekvence čyř dílčích nárůsů a poklesů proudu jiný var než pro s > s x. Proo musí bý pro oba yo inervaly rozdílný vzah pro zvlnění I aiv (). Pro s < s x proud opěovně narůsá ve dvou po sobě následujících savech a, proo jsou ony zodpovědné za celkové zvlnění proudu. Pro s > s x je naopak za celkové zvlnění zodpovědný sav, v němž pak proud narůsá. Určení s x (a edy x ) je obížné a vede na ranscendenní vyjádření: cos 3 cos 6 7 sin 6 sin 3 cos 3 6 sin 3 cos T M T T T T M T M T h h h h h h h (4.78) Pro maximální modulační činiel M = 3/, při harmonickém varu sřídy, lze numericky urči hodnou x =,ms. Pro klesající hodnoy modulačního činiele se hodnoa x posouvá blíže k počáku.

75 A PWM PWM PWM PWM M= 3/ B C z Obr. 4.4 Doby sepnuí ranzisorů v inervalu IV. Pro odvození vzahů v sekoru V vyjdeme opě z podobných úvah, Tab 4.3 a Obr Pak pro okamžiou hodnou zvlnění během jedné periody PWM I av () plaí: U DCM M 7 IaV ( ) cos sin 3L h 3 h 6 fil f T T PWM U DCM M 7 cos cos sin, 3L 3 T h 3 T h T h 6 fil f PWM s (,33;,67 ( T Kdy k nárůsu proudu dochází při spínacích kombinacích () a (). h 6, T h 4 (4.79) A PWM PWM PWM PWM B M= 3/ C z Obr Doby sepnuí ranzisorů v inervalu V. V posledním sekoru VI je siuace obdobná sekoru IV. Siuace spínání ranzisorů je naznačena na Obr Tab 4.3 pro okamžiou hodnou zvlnění I avi () během jedné periody PWM plaí:

76 - 76 -, (, ( cos 3 cos 3 6 sin cos cos ,,67, cos 3 cos 3 ) ( h x x h h PWM fil DC h h h PWM fil DC x h x h h PWM fil DC avi T s s T M T f L M U T T T M f L M U T s s T M T f L M U I (4.8) V kvadranu VI dochází opě k podobné siuaci jako v IV. Opě exisuje hraniční hodoa sřídy s x3. Do ohoo okamžiku je nejvhodnější a nejsnadnější vyjádři akuální hodnou zvlnění právě pro spínací kombinaci (). V éo kombinaci sice proud klesá, nicméně je o jednodušší a přehlednější způsob, jak sanovi hodnou změny proudu v cívce na celé periodě PWM. Pro x3 < < T h / je pak hodnoa nárůsu proudu v cívce přesněji vyjádřielná pomocí dějů při spínacích kombinacích () a (). Hodnou x3 lze opě urči numericky z následující rovnice: cos 3 cos 6 sin cos 3 cos 3 cos 3 cos T M T T T T M T M T h h h h h h h (4.8) Pro maximální hodnou modulačního koeficienu M = 3/ je x3 = 7,87ms. Obr Doby sepnuí ranzisorů v inervalu VI. Rovnice (4.77), (4.79) a (4.8) sanovují rozdíl mezi minimem a maximem fázového proudu I() v rámci jedné periody PWM. V dalším popisu provedeme zjednodušení var proudu nahradíme prosým rojúhelníkem s výškou (zdvihem) rovnou I(). Skuečný složiější průběh (sekvence čyř dílčích úseků) se ve skuečnosi blíží prosému rojúhelníku po věšinu doby každého sekoru s výjimkou okolí hraničních A z B C PWM PWM PWM PWM M= 3/

77 hodno sřídy s x a s x3 (viz výše). Zavedení ohoo zjednodušení nám značně zjednoduší výpoče efekivní hodnoy proudu kondenzáorem filrů (s dosaečnou přesnosí). Průběh sřídy je v inervalech I III a IV VI je symerický podle verikální osy, a proo k popisu zvlnění posačí analýza pouze jedné z ěcho dvou skupin. Výše naznačený posup výpoču akuálního zvlnění proudu lze z principu využí i pro libovolný jiný var signálu sřídy. Pro dimenzování polovodičů a magneického obvodu filračních cívek je vhodné zná maximální hodnou zvlnění fázového proudu na celé periodě první harmonické fázového proudu. To znamená nalezení lokálního exrému funkce z rovnic (4.77), (4.79) a (4.8). Lze ukáza, že pouze v sekoru V(symericky II) exisuje lokální exrém. Derivací a položením rovnice (4.79) rovnu nule dosaneme: cos 4 sin M (4.8) Th Th Řešením dosaneme polohu dvou lokálních exrémů pro = T h /4 (s =,5) a = T h arcsin 4M. Hodnoa leží pro M, 3 mimo definovaný inerval a v bodě = T h /4 je lokální maximum. Dosazením = T h /4 do rovnice (4.79) dosaneme hodnou maximálního zvlnění fázového proudu, definovanou pro periodu první harmonické fázového proudu: I max U 6 f DC PWM M L fil, M, 3 (4.83) Na hranicích jednolivých sekorů je dále pořeba ověři velikos absoluních exrémů. Nejvěší hodnoa zvlnění v hraničních bodech nasává pro =, T h / (s =;). Hodnou zvlnění v ěcho bodech lze vyjádři z (4.77) a (4.8): I max U 3 f DC PWM L fil M, 3 M, 3 (4.84) Průběh obálky zvlnění fázového proudu přes celou periodu první harmonické fázového proudu je zobrazen na Obr ifob[a] Obr Průběh obálky zvlnění fázového proudu během jedné půl periody první harmonické, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz a M = 3/. Průběh obálky proudu paraziní cívkou v nové opologii podle Obr. 4. i v modifikované nové opologii podle Obr. 4.6 je pak oožný uvedené obálce [s]

78 fázového proudu, ovšem s poloviční velikosí. Too plaí samozřejmě za podmínky, že je polačen vznik spojiého okruhového proudu (R okr > R okrkri ). Vysvělení viz kap. 4. U nové opologie (Obr. 4.) je velikos indukčnosi velmi důležiý paramer z hlediska omezení spojiého okruhového proudu v paraziních cívkách (plyne z dříve uvedených skuečnosí v kap. 4..4). Velikosí filrační indukčnosi můžeme dále ovlivni přídavné zráy v paraziních cívkách, zráy na polovodičích a sériových odporech kondenzáorů filru, jelikož ao indukčnos přímo ovlivňuje zvlnění fázového proudu, viz (4.83). iad[a] iah[a] iaf[a] [s] Obr Proud paraziní cívkou i Lp na obrázku akuálně eče horní cívkou a je značen jako i ah, fazový prod i af, proud dolní (akuálně hlavní) cívkou i ad. Hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz, M = 3/ Skuečný průběh proudu paraziní cívkou opologie podle Obr. 4. s paramery odpovídajícími Obr a aké se sejným modulačním činielem je pak na Obr (simulace MATLAB). Opravdu se varově věrně shoduje s Obr a dosahuje poloviční velikosi. Obr ukazuje obálku zvlnění fázového proudu pro maximální modulační činiel M = 3/. Při nižším modulačním činieli dojde ke snížení absoluní velikosi zvlnění podle (4.83), ale i ke změně jeho varu. Vliv modulačního činiele na průběh zvlnění fázového proudu je parný na Obr

79 ifob[a] Obr Průběh obálky zvlnění fázového proudu při proměnném modulačním činieli M, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz. Z průběhů je dále parné, že pro hodnou modulačního koeficienu menší než hraniční hodnoa M eq je zvlnění nejvyšší v bodech nulové nebo plné sřídy (je zde vyšší než lokální exrém při s =,5). Tuo hodnou lze urči porovnáním rovnic (4.83) s (4.84): 3 3 M eq,73 (4.85) 3 Rovnice (4.85) může bý využia pro opimálnější návrh aplikace, kerá pracuje rvale s nižším modulačním činielem. Pro modulační koeficien M =.6M max je siuace znázorněna na Obr. 4.48, kdy je dosaženo maximální hodnoy zvlnění v bodech nulové nebo plné sřídy. Pozn.: Obr udává nasimulovaný průběh proudu kondenzáorem filru, kerý v principu odpovídá právě zvlnění fázového proudu. Na Obr je dále zobrazen přesný průběh velikosi nárůsu fázového proudu během jedné periody PWM na celé periodě první harmonické fázového proudu (numericky výpoče - ovšem podle výše uváděných přesných analyických rovnic). Obr a Obr prokazují uspokojivou shodu analyického a numerického řešení velikosi zvlnění fázového proudu. [s]

80 [s] Obr Zvlnění proudu ekoucí kondenzáorem fáze při proměnném modulačním koeficienu M na celé periodě PWM, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz, M=,6Mmax ifob[a] ic[a] [s] Obr Průběh obálky zvlnění fázového proudu při proměnném modulačním koeficienu M na celé periodě PWM, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz - 8 -

81 i fob ()-okamžiá velikos obálky zvlnění i f ()-okamžiá hodnoa fáz. proudu (včeně vf. zvlnění) i z ()-makroskopická okamžiá hodnoa fáz. proudu (za filrem) I max - maximální velikos obálky zvlnění I max I fob () = f ob () I max f ob (k) I max / k i f ()/ i Lp () (k) I max I max / Obr. 4.5 Průběhy funkcí pro výpoče efekivní a sřední hodnoy proudu v paraziní cívce a efekivní hodnoy proudu ekoucím filračním kondenzáorem

82 Pro určení zrá v paraziních cívkách způsobených právě zvlněním fázového proudu je nuné zná sřední a efekivní hodnou zvlněného proudu paraziní cívkou. Obdobně je důležié zná efekivní hodnou zvlnění fázového proudu pro dimenzování kondenzáorů filru. Přesné analyické výpočy uvedených veličin jsou ale značně obížné. I zjednodušený výpoče pomocí odvozených analyických rovnic (4.77), (4.79) a (4.8) je komplikovaný. Nicméně lze yo rovnice využí k numerickému výpoču efekivní a sřední hodnoy zvlnění fázového proudu. Posup objasňuje Obr Pokud je T h >> T PWM, pak lze na úseku jednoho dílčího rojúhelníkového impulsu fázového proudu považova obálkovou funkci i fob () za konsanní. Makroskopicky edy půjde o schodoviou funkci. Dále uo funkci normujeme a vyvoříme ak funkci f ob (). Pozn.: Normováním rozuměj podíl i fob ()/I max. Následně definujeme normovanou diskréní funkci f ob (k) viz Obr Pro efekivní hodnou normované schodovié obálkové funkce f ob () jisě plaí: F obef n f ob k k (4.86) T h k Pozn.: Z hlediska názvosloví se přesněji jedná o normu funkce. Přidržme se však pojmu efekivní hodnoa, i když f ob () fyzikálně nepředsavuje proud, ale je bezrozměrná. Naznačenou numerickou inegrací (4.86) s respekováním skuečného varu i fob () podle původního Obr bylo zjišěno: F obef =,7. Jedná se zde o var i fob () při maximálním modulačním činieli. Nyní budeme vyšeřova efekivní hodnou proudu paraziní cívkou v nové opologii podle Obr. 4.. nebo v modifikované nové opologii podle Obr , a o za příznivé siuace, kdy je zabráněno rozvoji spojiého okruhového proudu - j. proud paraziní cívkou sále bude rojúhelníkově kmia mezi nulou a proměnnou kladnou hodnoou akuální výškou rojúhelníku, viz kap 4..4 (pokud je splněna podmínka R okr > R okrkri ). Akuální výška ěcho rojúhelníků je rovna polovině akuální výšky zvlnění fázového proudu. Díky omu je edy var obálky proudu paraziní cívky shodný s varem obálky zvlnění fázového proudu, pouze má poloviční velikos. Pro snažší maemaický popis však rojúhelník v proudu paraziní cívky nahradíme pilou viz Obr Na níže uvedené výpočy o však nemá vliv. Z Obr. 4.5 vidíme, že na každém dílčím inervalu (k) lze okamžiou hodnou proudu paraziní cívkou vyjádři jako lineární funkci: i I max f ob k k k (4.87) Lp - 8 -

83 Nyní pro efekivní hodnou proudu paraziní cívkou můžeme napsa: I Lpef T h n h k 4T T h 4 I T h ilp I max f ob d k k T k k n 3 max f ob k k 3 k n h k d k I 4 4T I max 3 max h I T k n f h k ob k k n 3 max f ob k k 3 k f ob d k k I max 3 F obef (4.88) Při změně modulačního činiele M dochází bohužel ke změně varu obálky. Simulačně bylo však ověřeno, že závislos efekivní hodnoy obálkové funkce F obef (a edy i celkové efekivní hodnoy proudu paraziní cívkou) na modulačním činieli lze přibližně aproximova lineárně, viz Obr. 4.5: I max M Fobef M I L F I max K I max, M, 3 pef obef NIef (4.89) 3 M 3 max Kde K NIef je výsledný normalizační činiel varu efekivní hodnoy proudu v paraziní cívce nové opologie, zohledující rojúhelníkový var proudu, meodu PWM a rozsah modulačního koeficienu. Dále vypočeme sřední hodnou proudu paraziní cívkou (pořebná pro výpoče zrá na diodě). Sřední hodnoa normované obálkové funkce f ob () byla opě zjišěna numerickou inegrací: F obsř =.64 Na základě podobných rozborů jako u efekivní hodnoy lze snadno dospě k omuo výslednému vzahu pro sřední hodnou proudu paraziní cívkou I Lpsř: Fobs ř M I Lps ř I max K NIsr I max, M, 3 (4.9) 3 Kde K NIsr je normalizační činiel varu sřední hodnoy proudu v paraziní cívce nové opologie zohledující rojúhelníkový var proudu, meodu PWM (var sřídy) a rozsah modulačního koeficienu. Vzahy pro efekivní a sřední hodnou proudu v paraziní cívce lze využí pro výpoče přídavných zrá nové opologie, viz Kap Odečeme-li průběh filrovaného výsupního fázového proudu i z () od celkového průběhu fázového proudu i f () včeně jeho vf zvlnění, dosaneme skuečný průběh proudu filračním kondenzáorem viz Obr Sřední hodnoa proudu ímo kondenzáorem je oiž samozřejmě nulová. Efekivní hodnoa ohoo proudu bude shodná, jako kdybychom eno proud dvojcesně usměrnili - vyznačeno čárkovanou čarou v průběhu proudu kondenzáorem i c (). Srovnáním (dvojcesně usměrněného) průběhu i c () a i Lp () v Obr. 4.5 je zřejmé, že efekivní hodnoy ěcho proudů musí bý oožné. Použijeme-li přiom I Lpef podle (4.89), dosaneme: Fobef M I Cef I Lpef I max K NIef I max, M, 3 (4.9) 3 Na Obr. 4.5 jsou vyneseny závislosi efekivní hodnoy proudu kondenzáorem na proměnném modulačním koeficienu. Modrá křivka reprezenuje efekivní hodnou proudu kondenzáorem zjišěnou simulačně. Červené křivka reprezenuje analyický výpoče pomocí rovnic (4.77), (4.79) a (4.8). Zelená křivka reprezenuje aproximační

84 vzah pro výpoče efekivní hodnoy proudu kondenzáorem. Průběhy ak dokazují uspokojivou shodu výsledků získaných z odvozených vzahů s reálnými hodnoami. ICef[A] Obr. 4.5 Efekivní hodnoa proudu filračním kondenzáorem. Porovnání skuečných a vypočených hodno, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz, M = 3/ Uvedené vzahy jsou odvozeny pro sinusový průběh sřídy, především pro snadnější operace s periodickými harmonickými funkcemi. Obecně známá nevýhoda sinusové modulace je nízká maximální hodnoa modulačního činiele M = 3/. Pokročilejší meody využívané pro řízení řífázových pohonů v praxi dokáží pracova s modulačním koeficienem v plném rozsahu M =. U ěcho meod již není průběh sřídy harmonický. Jednou z možnosí jak dosáhnou maximálního rozsahu modulačního koeficienu je injekováním řeí harmonické do signálu sřídy [8]. Tao meoda může bý i snadno implemenována do rovnic (4.77), (4.79) a (4.8), ovšem za cenu výrazného zvýšení komplikovanosi analyického řešení nově vzniklého sysému. Numericky vypočený var zvlnění při sinusové sřídě doplněné o signál s řeí harmonickou je na Obr

85 ifob[a] [s] Obr. 4.5 Průběh obálky zvlnění fázového proudu při proměnném modulačním koeficienu M. Funkce sřídy je doplněna o vrchlíkový signál s řeí harmonickou, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz. Průběh zvlnění se příliš nezměnil. Vzah pro maximální velikos zvlnění (4.83) zůsává v planosi i pro uo meodu s modulačním koeficienem v rozsahu M,. Velikos zvlnění při sřídě a je nižší ve srovnání s čisě sinusovou modulací a oo zvlnění zde vykazuje maximum v rámci celé periody (plaí přibližně pro hodnoy M <,6). Vzahy (4.84) a (4.85) již pro eno var sřídy nevyhovují a pro přesnější výpoče je nuné odvodi nové. Závislos efekivní hodnoy proudu kondenzáorem je vynesena na Obr Z výsledků vyplývá, že pro výpoče efekivní hodnoy proudu lze použí odvozené vzahy (4.89) a (4.9), a o i pro eno var signálu sřídy. V praxi jsou pro řízení sřídavých řífázových pohonů časo využívány meody SWM, zejména pak při číslicovém řízení. Klasická meoda SWM, kdy dochází k rovnoměrnému sřídání nulových vekorů, má var sřídy prakicky sejný jako meoda s řeí harmonickou, viz Obr Proo lze použí odvozené vzahy a koeficieny i pro uo meodu. V praxi se dále využívají různé modifikace SWM k minimalizování spínání ranzisorů apod. Tvar signálu sřídy se u jednolivých meod liší a o může ovlivni výsledky. Obecně lze však říci, že odchylka varu signálu není nikerak dramaická a lze očekáva, že odvozené vzahy budou obecně plané, s dosačující přesnosí, pro věšinu modifikovaných meod []

86 ICef[A] [s] Obr Efekivní hodnoa proudu filračním kondenzáorem pro signál sřídy doplněný vrchlíkovou čás, hodnoa filrační indukčnosi L fil = 78H, napěí meziobvodu U dc = 54V, f PWM = khz, M = 3/ Obr Průběh sříd pro klasickou SWM meodu řízení s rovnoměrným sřídáním nulových vekorů napěí. Volba prvků výsupního filru je při dané opologii ovlivněna především volbou filrační indukčnosi. Snahou je voli indukčnos co nejvyšší a docíli ak malou velikos zvlnění fázového proudu. Malé zvlnění fázového proudu snižuje přídavné zráy, keré v nové opologii parazině vznikají, omezuje zkraové účinky při velmi krákých případně nulových ochranných dobách, zvyšuje spolehlivos a robusnos celého sysému a snižuje nároky na řízení. Konečná volba indukčnosi je však vždy kompromisem mezi velikosí, hmonosí, cenou a účinnosí celého zařízení. Pro realizovanou opologii podle Obr. 4. byla volena hodnoa filrační indukčnosi L fil = 39H (dvě cívky s indukčnosí 779H). Při éo hodnoě je maximální zvlnění fázového proudu A v paraziních cívkách je pak maximální zdvih A. Volba kapaciy filračních kondenzáorů je volena podle známého Thomsonova vzahu ak, aby frekvence PWM byla dosaečně vzdálena za zlomovou frekvencí filru. Vhodné pásmo zlomové frekvence lze uvažova v rozmezí khz. Příliš nízká frekvence již může fázově ovlivňova fázi výsupního napěí a proudu a zlomová frekvence blízká frekvenci PWM zvyšuje riziko rezonance filru s PWM signálem. Vysoká hodnoa kapaciy dále zvyšuje velikos kondenzáoru a jeho cenu, zvlášě pak pro vysoká maximální napěí, na keré musí bý kondenzáor dimenzován (minimálně 6-7V). Finální hodnoa

87 kapaciy kondenzáorů jedné fáze filru byla zvolena,6f. Tomu odpovídá zlomová frekvence filru f zlom = 4,5kHz. Frekvenční charakerisika výsupního napěí filru naprázdno je na Obr Obr Frekvenční charakerisika nezaíženého filru (napěťový přenos). Modrá zvýšená hodnoa odporu R c zapojeného v sérii s kondenzáorem (R c = 5). Červená skuečný filr uvažovaný pouze se skuečnou hodnoou sériového odporu R c = m. Jeho zjednodušená přenosová funkce mezi výsupním a vsupním napěím filru je dána: F R C p C fil L C p R R C p (4.9) fil S kde R s reprezenuje sériový odpor lumivky a polovodičů, R c je sériový odpor kondenzáoru. Podle [3],[4] lze mnoha způsoby upravova frekvenční charakerisiku ak, aby měla co nejvíce monoónní charaker bez velkých rezonančních překmiů. Je nevhodné zvyšova lumení filru zvyšování odporu v cesě fázového proudu, z důvodů vysokých zrá. Mnohem výhodnější je upravova výsledný var frekvenční charakerisiky serio-paralelní kombinací RLC prvků v obvodu filračních kondenzáorů [3]. Další možnos - použií modifikovaných připojení filračních kondenzáorů přímo k meziobvodu [5] - je pro navrhovanou opologii nevýhodná, především z důvodů zvýšení zvlnění proudu v paraziních cívkách. Na Obr reprezenuje červená křivka napěťová přenos realizovaného filru, modrá křivka je napěťový přenos při zvýšení hodnoy odporu R c z m na 5. Charakerisika filru s připojenou R-L záěží je na Obr a je dána: F C LZ RCC p RZ RCC LZ prz filrc RZ LZ RS RC p CR S RZ RC RC RZ LZ Lfil prz RS fil LZ LfilC p LfilC L (4.93) Kde R Z a L Z předsavuje odpor a indukčnos záěže např. v našem případě fáze synchronního mooru čerpadla

88 Obr Frekvenční charakerisika filru (napěťový přenos) pracujícího do synchronního mooru. Modrá zvýšená hodnoa odporu R c zapojeného v sérii s kondenzáorem (R c = 5). Červená skuečný filr uvažovaný pouze se skuečnou hodnoou sériového odporu R c = m. Obr Frekvenční závislos přenosové admiance a vsupní admiance filru při připojené R-L záěži Modrá zvýšená hodnoa odporu R c zapojeného v sérii s kondenzáorem (R c = 5). Červená skuečný filr uvažovaný pouze se skuečnou hodnoou sériového odporu R c = m

89 Na Obr je frekvenční závislos přenosové admiance filru definované jako výsupní fázový proud za kondenzáorem ku vsupnímu napěí filru a dále vsupní admiance definované jako proud filračními lumivkami ku vsupnímu napěí filru. Opě jsou uvedeny charakerisiky opě pro lumený a nelumený filr. 4.4 Realizace funkčního vzorku Pro ověření vlasnosí SiC polovodičů a chování nové opologie byl vyvořen funkční vzorek řífázového DC/AC měniče s navrhovanou opologií podle Obr. 4.. Spínací frekvence ranzisorů khz při napěí meziobvodu 54V je v praxi prozaím poměrně unikání. Paramery měniče nejsou opimalizovány pro pořeby čerpadla. Je o hlavně z důvodů dalšího esování vlasnosí nové opologie a především SiC součásek. Chladiče i výkonové prvky jsou záměrně předimenzovány k zajišění vysoké spolehlivosi a odolnosi esovacího vzorku. Důvodem je poměrně omezený akuálně dosupný poče SiC ranzisorů na rhu a jejich vysoká cena až USD za jeden kus. Paramery realizovaného prooypu jsou shrnuy v Tab 4.4. Tab 4.4 Paramery modelovaného měniče. Paramer Hodnoa Napěí meziobvodu U DC Spínací frekvence f PWM Efekivní hodnoa fázového proudu I af Maximální hodnoa fázového proudu I am Efekivní hodnoa výsupního sdruženého napěí Výsupní výkon Indukčnos cívky filru Zvlnění výsupního proudu Kapacia filračních kondenzáoru 54V khz 4A A/ C 4V 9,6kW 34/75H,4/5A,6F Změřená účinnos při polačení paraziních zrá,976 Změřená účinnos při okruhovém proudu,973 Rozměry (mm) Hmonos 8x3x5 8 kg Pro esování byly navrženy a sesaveny dvě sady filračních cívek o indukčnosech 35H a 75H. Tako malá hodnoa indukčnosi umožněná vysokou spínací frekvencí dovoluje realizova obě sady cívek na poměrně malém feriovém jádře Ej65x7. Cívky s nižší hodnoou indukčnosi jsou dimenzovány na plný výkon měniče. Cívky s vyšší hodnoou jsou dimenzovány na esovací výkon měniče 5kW. Teno výkon je záměrně snížen omezením proudu v ranzisorech pro zajišění dosaečné bezpečnosí rezervy prooypového vzorku. Výsupní kondenzáory filru jsou svikové polypropylenové

90 EPCOS 47nF/63V. V každé fázi jsou osazeny čyři paralelně. Kapacia kondenzáorů v meziobvodu je 48F. Tao hodnoa zajišťuje konsanní napěí i při maximálním výkonu měniče. Kondenzáory v meziobvodu jsou EPCOS 6F/8V svikový polypropylenový, 8 kusů paralelně. Celý modul měniče s filrem je na Obr Sejnosměrný meziobvod měniče je konsruován jako sendvičový z důvodu minimalizace paraziních indukčnosí ces plošného spoje. Obr Funkční vzorek řífázového měniče s nově navrhovanou opologií výsupního filru. Rychlé přepínací děje SiC ranzisorů vyžadují precizní návrh plošného spoje, aby nedocházelo k velkým překmiům napěí při vypínání ranzisoru. Minimalizaci indukčnosí, ale i rozměrů PCB, komplikuje nunos vyšších izolačních vzdálenosí z důvodů vysokého napěí (až kv). Pro omezení napěťových překmiů je ke každé věvi, co nejblíže ke dvojici ranzisor dioda, připojen v meziobvodu další kondenzáor EPCOS 47nF/63V

91 Obr Silový obvod měniče (ilusrační obrázek) SiC ranzisor pořebuje pro opimální sepnuí napěí řídícího hradla minimálně 6 V, lépe V, na rozdíl od 5V pro klasické Si ranzisory. Při vypnuí se hodnoa napěí na hradle pohybuje mezi až 5V. To znamená, že výsup budicího obvodu musí bý schopen poskynou rozkmi signálu nejméně V. Ačkoliv je spínací napěí vyšší, je celkový náboj hradla, a ím i doba sepnuí/vypnuí nižší. Koncový supeň budiče musí mí co nejnižší impedanci, aby byl schopen zajisi vysokou srmos nárůsu budicího napěí (ranzisor je plně sepnu až při překročení 6V). Dalším výrazným problémem při spínaní SiC ranzisoru je, sejně jako u ranzisorů CoolMOS, zv. Ringing efek. Nízké prahové napěí a malá diferenciální vodivos oiž výrazně snižuje imuniu hradla vůči kmiům, vznikajícím na společné emiorové indukčnosi (kmiání kolekorového proudu se zpěnovazebně přenáší do obvodu hradla). Příomnos ěcho kmiů v obvodu hradla vede k opakovanému čásečnému spínání/vypínání ranzisoru, keré výrazně zvyšuje přepínací zráy, zhoršuje výsupní charakerisiku zařízení a muže vés ke zničení ranzisoru. Kmiání ak musí bý v obvodu hradla pařičně zalumeno. Vniřní neodsranielný odpor hradla je přibližně 5 a spolu s vnějším bázovým odporem může poskynou pařičné lumení. Zvyšování vnějšího odporu však zhoršuje dynamické vlasnosi, proo je vhodnější sníži paraziní indukčnos obvodu hradla. To lze nejúčinněji dosáhnou připojením výsupních obvodu budiče co nejblíže k ranzisoru, viz Obr. 4.6, [6]. Pozn.: Další mechanismus vzniku nebezpečné zpěné vazby předsavuje Millerova kapacia (přenos vf. napěťových oscilací z obvodu kolekoru po vypnuí ranzisoru zpě do hradla)

92 R g C iss Obr. 4.6 Připojení obvodu budiče k ranzisoru, převzao z [6]. Tlumení paraziního sériového rezonančního obvodu podle Obr. 4.6 lze vyjádři vzahem: R L g (4.94) Ciss kde C iss je kaalogová hodnoa kapaciy hradla (hradlo - emior). Velkou cilivos prahového napěí ranzisoru na rušivý signál lze při vypínání polači zápornou hodnoou hradlového napěí. Budiče ranzisorů echnologie SiC by edy měly mí dosaečný rozkmi signálu, velkou špičkovou proudovou zaížielnos, malý výsupní odpor a jejich umísění by mělo bý co nejblíže k ranzisoru. Vysoké srmosi napěí způsobené rychlým spínáním zvyšují nároky na odolnos rušení budicích obvodů. I opočleny s mřížkou mají poměrně vysokou kapaciu (jenoky pf), kerá může vzhledem k vysoké hodnoě du/d propusi nezanedbaelné proudové pulzy. Nízkých paraziních kapaci lze dosáhnou přenosem energie magneickou cesou (paraziní kapaciy mezi vinuími i jednoky pf). Složios a pracnos výroby akových ransformáorů se však výrazně zvyšuje. Realizace sauračních ochran se zpožděním pouze v řádu jednoek či desíek nanosekund začíná bý problemaická, zvlášě pro nízkonákladové aplikace s jednoduchou analogovou echnikou. Při realizaci saurační ochrany je řeba brá v úvahu ypicky pozvolnou změnu sauračního napěí (kolekor - emior) SiC ranzisoru v závislosi na zvyšujícím se proudu. Příklad realizovaného budiče se vzduchovými ransformáory, určenými pro přenos energie a signálu, je na Obr Teno budič se vyznačuje vysokou odolnosí vůči du/d důsledkem exrémně rychlého spínání SiC ranzisoru. Přenos energie je řešen magneickou cesou na vysokém kmioču MHz. Pak je možné realizova vzduchové ransformáory s nízkou paraziní kapaciou mezi primárním a sekundárním vinuím. Tao kapacia má hodnou pouhé 3pF. Budič je vybaven saurační ochranou. Výsupní čás poskyuje dosaečné proudové zaížení až A. Budič byl řešen v několika varianách výsupního obvodu s napěím ±5V,/5V, 5/V. Výsupní charakerisika budiče vykazuje rozdílné doby přenosu zapínacího a vypínacího signálu pro ranzisor ze vsupu budiče na jeho výsup. Rozdíl ěcho dob (zapínací - vypínací) je přibližně 6ns

93 Obr. 4.6 Budič s vysokou odolnosi vůči du/d srmé hrany napěí. Příklad důležiosi blízkého zapojení budiče k ranzisoru demonsruje Obr. 4.6 a Obr Už připojení přes poměrně kráký kabel způsobuje rozkmiání obvodu hradla. Obr. 4.6 Spínací děj SiC ranzisoru. Rg = 6,8 (vnější exerní odpor připojený do řídicího obvodu hradla ranzisoru), budič připojen ěsně u ranzisoru. Modrý průběh napěí U GS hradla, červený průběh napěí U DS na ranzisoru (kolekor emior). Obr Spínací děj SiC ranzisoru. Rg = 6,8, budič připojen přes cm kabel. Modrý průběh napěí U GS hradla, červený průběh napěí U DS na ranzisoru (kolekor emior)

94 Obr Měřicí a řídicí rozhraní měniče. Zpracování signálů a generaci pořebných úrovní napájecího napěí poskyuje speciální modul (PCB), kerý současně voří propojení mezi silovou čásí, budiči a konrolním modulem, viz Obr Zde jsou měřeny a zpracovávány signály z proudových čidel a z resolveru. Obvod ADS vyhodnocuje informaci z polohového čidla a pomocí SPI komunikace předává informaci o poloze nadřazenému řídicímu sysému [7]. Modul poskyuje napájení pro budicí obvody a 5V pro řídicí logiku a procesor. Na modulu jsou osazeny rychlé TTL logické obvody pro úpravu spínacích signálů procesoru. Náběžné a sesupné hrany budicího signálu pro horní a dolní ranzisor lze ak vůči sobě posouva libovolným směrem a o v jednokách nanosekund. Obr Řídicí modul s procesorem DSP 56F83. Řídicí modul je vybaven 6bi mikrokonrolérem DSC56F83 na frekvenci 6MHz [8],[9], viz Obr Dále je osazen OZ v diferenčním zapojení pro úpravu měřených signálů. Realizace řídicích algorimů, běžných pro řífázové pohony, je již pro eno procesor značně obížná. Vysoká spínací frekvence významně zkracuje dobu, po

95 kerou musí bý veškeré složié výpočy řífázových ransformací provedeny. Nicméně v současnosi jsou již na rhu mnohem výkonnější procesory s 3biovými operacemi a frekvencemi nad MHz []. Tyo mikrokonroléry poskyují dosaečný výpočení výkon pro náročné řífázové aplikace s exrémně vysokými kmiočy PWM nad khz. 4.5 Měření a ověření vlasnosí nové opologie na funkčním vzorku Na funkčním vzorku bylo provedeno měření rozložení proudů v jednolivých věvích, a o při spínání obou ranzisorů ve věvi a alernaivně při spínání pouze jednoho ranzisoru. Obě měření byla provedena pro navrhovanou opologii z Obr. 4.. Pro prvoní esovací provoz je z důvodů bezpečnosi omezen proud ranzisorem na A. Obě měření byla provedena bez použií ochranných dob v řídicím algorimu. Budiče generují neodsranielnou ochranou dobu přibližně 6ns. Je o dáno rozdílnou dobou přenosu zapínacího a vypínacího signálu pro ranzisor ze vsupních svorek budiče na výsupní. To při vypínacích vlasnosech ranzisoru znamená, že ranzisory mohou bý společně čásečně vodivé po dobu maximálně jednoek nanosekund. Na Obr jsou zobrazeny skuečné proudy jednolivými lumivkami jedné věve měniče (zelená, modrá) a výsledný fázový proud (červená). Fázový proud je čisě sinusový, nedochází ke zkreslení vlivem zanedbaelných ochranných dob. Proudy jsou rovnoměrně rozložené do jednolivých věví podle akuální orienace fázového proudu. V paraziní cívce eče proud o hodnoě akuálního zvlnění. V okolí průchodu fázového proudu nulou dochází k čásečnému nárůsu okruhového proudu, ak jak bylo modelováno, viz Obr Na Obr jsou průběhy proudů při spínání pouze jednoho ranzisoru ve věvi. Proud v paraziní cívce je prakicky polačen. Opě lze konsaova poměrně přesnou shodu s modelovaným případem na Obr

96 Obr Rozložení proudů v jedné fázi, v opologii z Obr. 4., při spínání obou ranzisorů ve věvi. Zelená proud v horní cívce věve, modrá proud v dolní cívce věve, fialový výsupní proud věve. Obr Rozložení proudů v jedné věvi v opologii z Obr. 4., při spínání jednoho ranzisorů ve fázi. Zelená proud v horní cívce věve, modrá proud v dolní cívce věve, fialový výsupní proud věve

97 Obr Průběh napěí U DS na ranzisoru (zelená) a napěí hradla (oranžová). Na Obr je průběh napěí kolekor-emior na SiC ranzisoru a řídící napěí hradla. Napěťové překmiy na ranzisoru jsou při vypínání, i díky precizní konsrukci plošného spoje, omezeny na minimum (maximální hodnoa napěťových překmiů na ranzisoru se pohybovala přibližně V). V řídicím napěí hradla ranzisoru je evidenní příomnos ringing efeku. Do řídicího napěí dále proniká silný rušivý signál v okamžicích spínání osaních ranzisoru. Tranzisor je vypínán nulovým napěím na hradle. Ke zvýšení spolehlivosi je edy vhodné vypína ranzisor záporným napěím na hradle v rozsahu přibližně 3 5V. Ze změřených výsledů lze konsaova uspokojivou shodu reálného a modelovaného sysému a planos odvozených analyických vzahů

98 5. Konsrukce čerpadlového bloku 5. Paramery čerpadla Kapiola není předměem zkoumání éo diserační práce, a je z věší čási převzaa z níže uvedených pramenů. Slouží spíše pro vyvoření jasnější předsavy o celkové přesavbě pohonu čerpadla. Konsrukce oběžných kol s lopakami, sejně jak celkové vnější rozměry čerpadla, prosor pro uložení vinuí a magneických ložisek byl předem přesně definován. Čerpadlo je konsruováno jako jednosupňové s horizonální polohou hřídele, skříň čerpadla je radiálně axiální s jednoduchou spirálou. Předpokládaná sací výška čerpadla je H = 8m při objemovém průoku Q =,5m 3 s -. Díky předpokládanému nasazení frekvenčního měniče jsou oáčky mooru měnielné v širokém rozsahu. Výpoče pořebného výkonu mooru je edy vzažen na oáčky n = 85min -. Výkon mooru pak můžeme urči dle vzahu: P č Q kap H g čerp.5 8 9,8 356,7W.,55 (5.) kde čerp =,55 je účinnos čerpadla. Vlivem změny oáček se paramery čerpadla (průok, sací výška a výkon) mění následovně: n n n,, Q Q H H P P. (5.) n n n Jmenovié paramery čerpadla jsou uvedeny v abulce Tab. 5. Tab. 5. Jmenovié paramery čerpadla. Trvalý výkon 357 W 3 Spád 8 m Průok,5 m 3 s - Oáčky 85 min - Účinnos,55 Finální konsrukce přední sací čási je naznačena na Obr. 5.. V oblasi sání je umísěno magneické ložisko, kapalina je nasávána jeho sřední čásí. Akivní čás magneického ložiska (vzduchová mezera) pak slouží jako hydrodynamická spára pro bez-ucpávkové řešení. Roor čerpadla je pevně spojen s hřídelí, kde jeho přední čás (sání) válcového profilu voří současně vniřní průměr magneického ložiska. Na zadní čási hřídele je upevněn roor synchronního mooru. Roor je vořen dvojicí disků s permanenními magney upevněnými na povrchu. Konec hřídele je upevněn v zadním šíu čerpadla

99 v ěsném eflonovém ložisku. V prosoru mezi disky s magney jsou pevně umísěna dvě vinuí saoru. Tao vinuí pak mohou bý zapojena do série, nebo paralelně. Obr. 5. Řez přední, akivní čási čerpadla. Od použií zadního magneického ložiska spolu s axiálním se nakonec usoupilo a o především z mechanických a konsrukčních důvodů roorové čási čerpadla. Reálná podoba realizace čerpadla je zachycena na Obr. 5. Obr. 5. Posupná realizace čerpadla