VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BNĚ FAKULTA ELEKTOTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ ÚSTAV ADIOELEKTONIKY Ing. oman Šotner STUDIUM ELEKTONICKÉHO ŘÍZENÍ A EÁLNÉHO CHOVÁNÍ VAIABILNÍCH FILTAČNÍCH A OSCILAČNÍCH APLIKACÍ MODENÍCH AKTIVNÍCH PVKŮ STUDY OF ELECTONIC CONTOL AND EAL BEHAVIO IN VAIABLE FILTEING AND OSCILLATING APPLICATIONS OF MODEN ACTIVE ELEMENTS ZKÁCENÁ VEZE PHD THESIS Studijní obor: Školitel: Elektronika a dělovací technika prof. Ing. Tomáš Dotál, DrSc. Ing. Jiří Petržela, Ph.D.
KLÍČOVÁ SLOVA Proudový, napěťový a míšený mód, kmitočtové filtry, multifunkční truktury, elektronické řízení a rekonfigurace, variabilnot, ocilátor, kvadraturní ocilátor, OTA, MO-CCCII, ECCII-, CCTA, CGCCCTA, řiditelný proudový zelabovač, řiditelný proudový zeilovač, reálné chování, experimentální ověřování. KEYWODS Current, voltage and mixed mode, frequency filter, multifunctional tructure, electronic control and reconfiguration, variability, ocillator, quadrature ocillator, OTA, MO-CCCII, ECCII-, CCTA, CGCCCTA, controllable current attenuator, controllable current amplifier, real behavior, experimental verification. DIZETAČNÍ PÁCE JE ULOŽENA: Útav radioelektroniky Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Vyoké učení technické v Brně Purkyňova 8 6 Brno oman Šotner,
OBSAH ÚVOD... 3 VYBANÁ ŘEŠENÍ Z OBLASTI VÍCE-FUNKČNÍCH ELEKTONICKY ŘIDITELNÝCH FILTŮ... 8. VEZE S VÝSTUPNÍ DISTIBUCÍ VYUŽÍVAJÍCÍ MO-CCCII...8. DVOUÚČELOVÝ FILT S ELEKTONICKOU ZMĚNOU PŘENOSU MEZI PZ A FČ... 3 VYBANÁ ŘEŠENÍ Z OBLASTI ELEKTONICKY ŘIDITELNÝCH OSCILÁTOŮ... 4 3. MINIMÁLNÍ EALIZACE OSCILÁTOU SE DVĚMA ECCII-...4 3. OSCILÁTO S CGCCCTA...6 3.3 OSCILÁTOY S POUDOVÝMI ZESILOVAČI A NAPĚŤOVÝMI SLEDOVAČI...8 3.3. Ocilátor negativním rezitorem...9 3.3. Modifikace rozšiřující obvod o další proudový zeilovač... 4 ZÁVĚ... 5 VYBANÁ LITEATUA... 7 VYBANÉ PUBLIKACE... 8 ŽIVOTOPIS... 9 ABSTAKT... 3 ABSTACT... 3
ÚVOD I přeto, že v dnešní době je digitální zpracování ignálu potaveno do popředí, najdou e tále ituace, kde lze výhodami analogové zpracování upřednotnit, protože e buďto ušetří na ložitoti ytému, rozměrech, či rozhoduje ekonomický pohled (cena). Proto může být pro zpracování ignálů ve vyšších kmitočtových pámech (video) a výše výhodnější analogová ceta. Především však nachází uplatnění vývoj komplexnějších analogově-digitálních ytémů na čipu, kde lze uváděné analogové ytémy a aktivní bloky použít díky výhodnější a nadnější realizaci. V oučané době je trend a zaměření mnoha odborných publikací navrhovat elektronické obvody založené na principu činnoti v tzv. proudovém módu [] (CM - current mode), kde aplikace díky menšímu uplatnění parazitních problémů reálného obvodu dokáže pracovat do značně vyšších kmitočtových páem, než klaické obvody napěťovými operačními zeilovači (OZ). V proudovém módu by všechny uzly obvodu měly být nízko-impedanční, avšak většinou to není dodrženo (především v případě filtrů a ocilátorů). V praxi je možná lepší hovořit píše o míšeném módu, protože navenek je drtivá většina takto nazývaných obvodů ice buzena proudem a pokytuje jako výtupní ignál proud, ale ve většině případů obahuje i vyoko-impedanční uzly, kde e pracuje napětím. Ihned vyvtane otázka ohledně převodu napětí na proud a naopak, protože běžněji e v řetězci zpracování pracuje e ignály v podobě napětí. Nicméně i toto lze obejít, pokud e použije vhodně míšený mód, kde vtupní i výtupní ignál ytému může být napětí, i když jou v ytému obaženy aktivní bloky a prvky pracující především proudy. Dne ice exitují i rychlé napěťové operační zeilovače tranzitními kmitočty jednotek GHz, ale naráží e na problémy hlavně e tabilitou při jednotkovém zeílení. Zejména je zde požadavek, který použití klaických přítupů operačními zeilovači neřeší, a to je elektronické natavování a řízení parametrů aplikace. Nutné je provádět to mnohdy i ložitější změnou paivních prvků (rezitorů či kondenzátorů), kde je předpokládáno i ouběžné řízení několika hodnot. Oproti tomu některé běžné i novější modifikace netandardních aktivních prvků (AP) a bloků mají možnot přímého elektronického řízení parametru (ziku, trmoti, vtupního odporu proudových vtupů), což je pro elektronicky řiditelné aplikace výhodné přímo či nepřímo. Nepřímé řízení zprotředkuje např. náhrada rezitoru elektronicky řiditelným ekvivalentem. Někdy e zdá, že je poléháno na technologicky nepřenou vlatnot (např. vtupní odpor proudového vtupu je zatížen docela vyokou výrobní tolerancí), ale možnot elektronického dotavení může tuto nevýhodu kompenzovat. Aplikační féra moderních aktivních prvků a z nich tvořených funkčních bloků je velmi rozáhlý obor, který e neutále vyvíjí, zejména měrem k nižším napájecím napětím z důvodu potřeby (zejména moderní CMOS implementace), a tím amozřejmě kleá i dynamika a kleá odtup ignálu od šumu. Nejčatější aplikace jou aktivní kmitočtové filtry, harmonické ocilátory, měšovače, modulátory, atd. Využití lze nalézt např. v komunikačních ytémech (antialiaingové filtry, napětím
řízené ocilátory, atd.), při zpracování ignálů ze enzorů, v regulačních a měřících ytémech a v komplexních ytémech pro např. automobilový průmyl. Polední dobou začíná být kladen také důraz na možnot elektronického řízení, což je dne žádanou a důležitou oučátí aplikace. Vždy počívá v externím záahu do parametrů obvodu. Samozřejmě je velice rozšířeno a dlouhodobě oblíbeno navrhovat aplikace, které diponují zemněnými, či plovoucími rezitory, jimiž lze taktéž eparátně řídit parametry aplikace, avšak problematika náhrady elektronicky natavitelným ekvivalentem může komplikovat ituaci. U klaického přítupu operačními zeilovači je nutná změna většinou plovoucího paivního prvku, což je pro implementaci elektronického řízení velmi nešťatné. Exitují ice i různé typy rychlých D/A převodníků, které lze použít k vytvoření řiditelných integrátorů či kontrukci přímo natavitelného rezitoru [], ale budou nepojitě natavitelné a to, podobně jako při použití digitálních potenciometrů, může někde vadit. Otázkou je, zda je to z ekonomického hledika a ohledu na nárůt potřeby vůbec výhodné. Jednoduché zařízení nízkou potřebou může ztratit význam takovým rozšířením. Podobně lze odpovědět na otázku realizace filtru či ocilátoru digitálním ignálovým proceorem nebo přímou čílicovou yntézou, kde budou mít aplikace v některých měrech lepší vlatnoti, než při analogové realizaci. Většina távajících koncepcí elektronicky řiditelných aplikací ve filtrech a ocilátorech využívá právě pouze změny trmoti (g m ), vtupního (intrinzického) odporu ( X ) proudových vtupů (portů) AP protřednictvím řídících (biaovacích) proudů. Velmi vzácně e začíná objevovat řízení pomocí proudového zeílení (přenou, zde označovaného B G ), či kombinace více uvedených metod. Vyhledávanou vlatnotí aplikace je také rekonfigurovatelnot a variabilnot obvodu. Týká e především aplikační oblati kmitočtových filtrů a míní e tím možnoti docílení několika typů přenoových funkcí a nezávilého natavení charakteritického kmitočtu (kmitočtu pólu f C ), činitele jakoti (Q), základního přenou v proputném pámu (K ), šířky páma (BW) pámové proputi, kmitočtu nul přenou (f Z ), atd. Většinou je pro tyto požadavky vhodné zvolit méně tandardní přítupy návrhu, než metody užívané pro klaické AC filtry operačními zeilovači. Výhodně e zde využívá integrátorového přítupu založeného na myčkových trukturách pecifických dopředných a zpětných vazeb. Tyto truktury umožňují realizovat přenoy typu horní proput (HP), pámová proput (PP), dolní proput (DP), pámová zádrž (PZ), fázovací článek (FČ) či další méně typické přenoy, jako je např. dolní proput nulu přenou apod. Exitují přítupy k návrhu truktur, které dokážou zajitit dotupnot dikutovaných přenoů oučaně či potupně dle překonfigurování zapojení (změny připojovacího uzlu). Více-myčkové integrátorové truktury a jejich možnoti jou avšak pro některé typy přenoových funkcí (např. PZ a FČ) velice ložité, protože v některých případech a požadavkem elektronického řízení vyžadují mnoho AP. Mnoho autorů navrhlo nečetné množtví obvodů, které ihned z výledků vykazují problémy např. parazitními nulovými body v neproputných pámech na nízkých kmitočtech, což je záadní problém filtrů více-myčkových truktur v CM. Kolegové
e až na výjimky ani nenaží původce identifikovat, natož pak tanovit hodnotu problémového parametru, která bude pro vyhovující potlačení dotatečná. V oblati ocilátorů je trendem navrhovat obvodové realizace možnotí elektronické změny ocilačního kmitočtu (f ). K tomu je velmi vhodné tudovat i možnoti elektronického dotavování ocilační podmínky (CO). Mnoho zapojení ocilátorů je navrhováno možnotmi nezávilého natavení ocilační podmínky a ocilačního kmitočtu, ale je to realizováno pouze změnou zemněných či plovoucích rezitorů. Velmi rozšířena a dlouho známá je aplikace trankonduktorů, kde je elektronické řízení možno doáhnout změnou trmoti či proudových prvků možnotí řízení vtupního odporu v obvodech ocilátorů. Nicméně ocilátory nezávilou možnotí elektronického řízení obou dikutovaných parametrů jou tále aktuálním a vyhledávaným tématem, protože exituje škála nových či modifikovaných AP, které přináší zjednodušení realizací, lepší možnoti elektronického přeladění, aj. V této oblati je podobně jako v oblati filtrů několik méně řešených otázek. Jedná e opět o opomíjené zohlednění reálných vlatnotí AP z pohledu jejich vtupně-výtupních vlatnotí, málo dikutované vztahy mezi generovanými amplitudami u ocilátorů kvadraturních typů, vliv změny parametru natavujícího f na plnění ocilačních podmínek a amplitudu generovaných ignálů a abenci obvodů automatického řízení amplitudy při širokopámovém přeladění (drtivá většina oučaných publikací tyto problémy neřeší). Závěrem lze říci, že vývoj aplikací e v oučanoti rozchází do několika měrů. První měr počívá v použití minima AP (na některé aplikace potačuje pouze jediný) a co nejmenšího počtu externích oučátek. Požadavky na AP jou však někdy vyoké, protože družuje třeba i několik základních celků. Druhá možná ceta e ubírá měrem využívání libovolného počtu AP, kdy může být ice ložitot vyoká, ale zíkají e možnoti variabilnoti a rekonfigurovatelnoti aplikace. Lze např. natavovat mnoho amotatných parametrů a zíkat rozmanité možnoti řízení. Další variantou je použít ve trukturách co nejjednodušší AP, např. pouze napěťové a proudové ledovače doplněné paivními prvky, kterých však může být i značný počet. Většinou je tento přítup závilý na elektronickém řízení pouze nepřímou cetou (náhradě rezitorů elektronicky natavitelným ekvivalentem), ale v polední době e taktéž objevuje naha implementovat do proudových ledovačů možnot řízení vtupního odporu proudové vorky ( X ), což pro elektronické řízení přináší jité výhody. Cíle diertace jem i tanovil ve dvou oblatech. Jedna oblat je kratší a zabývá e rekonfigurovatelnými aktivními filtračními obvody. Protože je známo několik metod řízení a yntézy, které jou potenciálně vhodné k návrhu multifunkčních truktur, chtěl jem zde tyto metody vyzkoušet a vzájemně porovnat. Hlavní motivací však byl zájem o reálné chování obvodu v praxi, tanovení a zdokumentování konkrétních příčin problémů a odhadnutí hodnot parametrů AP, které zajití pro konkrétní pecifika ještě upokojivou funkci. Zde to bude jeden z hlavních cílů, který je zaměřen na zjištění dopadu reálných parametrů AP na funkci obvodu. Některé typy přenoových funkcí (např. PZ a FČ) jou při realizaci
multifunkčními trukturami velice ložité, protože v některých případech a požadavkem elektronického řízení vyžadují mnoho AP. Záadní je ale nutnot zaměnit vtup či výtup obvodu-filtru (i více-funkčního) pro změnu typu přenou. Proto je jeden z cílů této čáti práce zaměřen na nalezení takové realizace minimálním počtem AP, která by plňovala typy přenoů FČ a PZ, a zároveň by bylo možno mezi nimi plynule přecházet bez fyzické rekonfigurace obvodu (přepojení vtupu nebo výtupu či přidání dalších AP), jak je to např. možné u vícemyčkových integrátorových truktur ditribucí, pokud e změní znaménko protředního koeficientu čitatele bikvadratické přenoové funkce. Druhá a větší čát práce je věnována elektronicky řiditelným ocilátorům. Mým cílem v této oblati je návrh několika typů ocilátorů možnotmi elektronického řízení minimálně ocilačního kmitočtu, avšak především možnotí řízení i ocilační podmínky. Cílem je pokud možno využívat AP a přítupy k řízení, které nejou pro tuto oblat tolik zažité, což je především možnot ovládání proudového zeílení napětím, která je možná u některých typů proudových náobiček. Tato vlatnot je užitečná, protože lze díky tomu velmi unadnit možnou implementaci automatického řízení a tabilizace amplitudy. Jedním z cílů je také zaměřit pozornot na hledání nových aplikací v oblati ocilátorů pro aktuálně vyvíjený prvek DACA [3], [4] na Útavu telekomunikací. Návrh všech obvodů bude ituován do páma tovek khz až jednotek či deítek MHz, aby byla využita jedna z výhod přítupů proudového a míšeného módu a netandardních AP, přičemž většinu obvodů tetuji i experimentálně (měřením). Obvody lze amozřejmě navrhovat na kmitočty páma audia podobně, jak to řeší většina kolegů, ale tam pak aplikace rychlých AP potrádá myl a vytačí tandardní přítupy založené na použití operačních zeilovačů a případně digitálních potenciometrů. Globálně i kladu požadavky na co nejjednodušší možnou obvodovou realizaci při doažení všech žádaných pecifických vlatnotí. Ne vždy je to plnitelné a mnohdy e jedná o kompromi mezi ložitotí, všetrannotí a možnotmi řízení. Cíle lze jednotit do několika náledujících bodů: I. Oblat více-funkčních elektronicky řiditelných rekonfigurovatelných filtrů ) Zjednodušit popi navrhovaných ytémů za pomocí konverzních kontant mezi napětími a proudy pomocí úpravy vhodně etrojených grafů ignálových toků Maonova typu [5], [6], [7], [8] (bez vlatních myček) a jejich náledné potupné obvodové realizace, ) Použít tuto metodu pro návrh a analýzu uvedených truktur a zhodnocení parametrů vhodných pro elektronické řízení, 3) Vyzkoušet a porovnat běžné i méně užívané metody přímého elektronického řízení a jejich kombinace na několika tandardních trukturách filtrů,
4) Prozkoumat a tanovit nejpodtatnější dopady reálných parametrů AP na funkci obvodu, 5) Pokuit e najít zcela unikátní jednoduchou realizaci, která by umožnila docílit možnoti elektronické změny přenoové funkce z typu PZ na FČ bez nutnoti přepojení budící či výtupní brány a bez nutnoti užít známý a obvodově ložitější více-myčkový integrátorový přítup, 6) Navržené obvody ověřit experimentálně imulacemi na počítači a vybrané z nich i laboratorně. II. Oblat elektronicky řiditelných ocilátorů ) Navrhnout co nejjednodušší realizace možnotí elektronického řízení ocilačního kmitočtu, ) Pokuit e docílit nezávilého elektronického řízení obou parametrů, 3) Využívat méně rozšířených metod elektronického řízení, především protřednictvím proudového zeílení natavovaného napětím, 4) Začlenit do návrhu napěťové ledovače z principu funkce obvodu, ne pouze jako přídavné nutné impedanční oddělení, 5) Prozkoumat a tanovit nejpodtatnější dopady reálných parametrů AP na funkci obvodu, 6) Stanovit přené návrhové vztahy zohledňující reálné vlatnoti AP, 7) Objanit relace mezi generovanými amplitudami u kvadraturních variant, 8) Zkoumat vliv parametru natavujícího ocilační kmitočet na plnění ocilačních podmínek a amplitudu generovaných ignálů, 9) Navrhnout jednoduchou koncepci automatického řízení amplitudy kmitů pro širokopámové přeladění a ověřit její činnot na vybraných variantách ocilátorů, ) Navržené obvody ověřit experimentálně imulacemi a vybrané i měřením.
VYBANÁ ŘEŠENÍ Z OBLASTI VÍCE-FUNKČNÍCH ELEKTONICKY ŘIDITELNÝCH FILTŮ V této čáti jou uvedena některá navržená a tudovaná řešení elektronicky řiditelných variabilních více-funkčních filtrů, ale bez detailního popiu a tudia vlivu reálných AP na činnot, protože je to celkem rozáhlá problematika a není zde na to protor.. VEZE S VÝSTUPNÍ DISTIBUCÍ VYUŽÍVAJÍCÍ MO-CCCII Aktivní filtr na obr..a je více-myčková integrátorová truktura [8], [9], [], jejíž záadní výhodou oproti jiným je, že zde prakticky neexituje třetí vyokoimpedanční uzel, který by způoboval vznik parazitního pólu. Struktura je typ ditribucí, kde ditribuční prvek je realizován jako více-výtupový proudový konvejor (CC) a integrátory potačují velmi jednoduché a základní ( jediným výtupem Z). Prvek nee označení CCCII (current controlled current conveyor II) [], [] a umožňuje změnou natavovacího proudu I b měnit odpor proudového vtupu CC ( X ). Na pozici ditributorů (jeden je potřeba i na vtupu) jou pak MO- CCCII (multiple output - CCCII). Pro zíkání všech přenoových funkcí je nutný konfigurační přepínač. V zapojení jou MO-CCCII vlatně pouze dva, a proto všechny prvky neou v obr.. označení CCCII. Z principu není prvek CCCII 4 nutný, ale ním lze realizovat všechny přenoové funkce druhého řádu, DP, PP, HP, PZ a FČ namíto pouze prvních třech. ekonfigurace typu přenou je možná pouhou změnou přepojení výtupu vtupního ditributoru tvořeného pomocí CCCII 4. Potupné epínání SW - SW 3 umožní docílit přílušné výtupní odezvy typu DP, PP (invertující) a HP. Pro konfiguraci PZ je třeba epnout SW a SW a pro FČ jou epnuty všechny tři oučaně. Ideální přenoové funkce obvodu na obr..a jou velmi jednoduchého tvaru kde CC C K DP ( ) =, K PP ( ) =, ( ) D( ) D( ) D( ) + CC + K PZ ( ) =, C CC K ( ) D( ) FČ D( ) + C D ( ) + Charakteritický kmitočet a činitel jakoti jou K HP =, (.), (.), (.3) =. (.4), (.5), (.6) =. (.7) ω C =, C C C C Q = C, (.8), (.9) C C kde = + X a X = f (I b ), tejně pro ( X ~ U t /I b, U t - teplotní napětí [], []). Filtr byl navržen na f C = MHz Q =. Hodnoty jou C = C = C = pf a = = = 36 Ω ( X, = 3 Ω pro I b, = 55 µa), kde = = = 5 Ω. CC
loužících k ditribuci mají nataven I b3,4 = µa. Výledky analýz v kmitočtové oblati obvodu na obr..a jou na obr... Podrobnoti o použitém modelu CCCII lze najít plné verzi diertační práce (kap. 5.. a příloha P-). / /C - - IOUT IINP /C B3 B B / DP PP HP a) b) Obr.. Filtr. řádu založený na truktuře ditribucí a prvky MO-CCCII: a) obvodová realizace, b) obvodová realizace modifikací pro další možnoti řízení Na obr..b je modifikace dikutovaného obvodu, která díky vložení proudových zeilovačů dokáže měnit i další parametry filtru (Q, K, BW u PP). Nové ymbolické přenoové funkce a návrhové vztahy mají nyní tvary ) ( C C C B C C B K Q G K G DP + + =, ) ( C C C B C B K Q G K G PP + + =, (.), (.) ) ( C C C B B K Q G K G HP + + =, ) ( C C C B C C B K Q G K G PZ + + + =, (.), (.3) ) ( C C C B C C C B K Q G K G FČ + + + =, _ C C B C Q Q G =, _ K B G K =. (.4), (.5), (.6) Výledky imulací této modifikace (obr..b) proudovými zeilovači reprezentovanými pomocí proudové náobičky EL8 [3] jou na obr..3.
Parametry návrhu (, C, f C,...) jou ponechány tejné, jako v předcházející ituaci. Lze doáhnout změny K od do 5 db a BW od khz do 4 MHz a oučaně Q od 6 do,74 pomocí změny ziku B G_K a B G_Q od, do. Je vidět, že kombinace ovládání odporu proudového vtupu ( X ) CCCII a proudového přenou (B G ) v přílušných větví dokáže zajitit požadovanou variabilnot parametrů filtru, avšak za cenu zkomplikování. K [db] HP K [db] FČ - - -3-4 -5-6 -7 I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz Q =, L = 5 Ω,E+4,E+5,E+6,E+7,E+8 DP PP imulace idealni f [Hz] - - -3-4 -5 I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz Q =, L = 5 Ω PZ idealni imulace,e+5,e+6,e+7,e+8 f [Hz] a) b) K [db] - - -3-4 -5 I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz Q =, L = 5 Ω imulace idealni 3 4 5 ) f -3dB =,76 MHz (I b, = 55 µa) ) f -3dB = 4,36 MHz (I b, = µa) 3) f -3dB = 7,63 MHz (I b, = µa) 4) f -3dB =, MHz (I b, = 5 µa) 5) f -3dB =,5 MHz (I b, = µa),e+5,e+6,e+7,e+8 f [Hz] ϕ [deg] -5 - -5 - -5-3 -35 I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz Q =, L = 5 Ω -4,E+4,E+5,E+6,E+7,E+8 f [Hz] c) d) Obr.. Dotupné modulové frekvenční charakteritiky: a) DP, PP, HP, b) PZ a FČ, c) ladění změnou I b ledované na DP, d) fázová charakteritika FČ K[dB] K = 4,9 db (B G_K =,) K = -,7 db (B G_K =,) K = -7, db (B G_K =,5) I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz K [db] - I b = I b = I b = 55 µa I b3 = I b4 = µa f C =,6 MHz BW = 3,97 MHz (Q =,74) B G_Q = B G_K =, BW =,88 MHz (Q =,) B G_Q = B G_K =, - K = -3, db (B G_K =,5) - - -3-4 K = -,3 db (B G_K =,) -5,E+4,E+5,E+6,E+7 f [Hz],E+8-3 -4-5 BW =,89 MHz (Q =,3) B G_Q = B G_K =,5 BW =,4 MHz (Q = 4,9) B G_Q = B G_K =,5 BW =, MHz (Q = 6) B G_Q = B G_K =, -6,E+5,E+6,E+7 f [Hz],E+8 a) b) Obr..3 Další dotupné možnoti elektronického řízení zíkané přidáním řiditelných proudových zeilovačů: a) řízení základního přenou K, b) změna šířky páma PP
Zhodnocení Základní koncepce filtru vyniká jednoduchotí, ale díky co nejjednodušším zpětným vazbám je zde možno řídit pouze f C změnou intrinzické hodnoty vnitřních odporů ( X ) proudových vtupů AP (CCCII). Výhoda je zejména ve kutečnoti, že více výtupů MO-CCCII je třeba pouze ve dvou blocích (ditribuční proudové ledovače rozvádějící proudy do konkrétních uzlů) a v upoření počtu paivních oučátek. Modifikace o proudové zeilovače přináší zíkání výhod řízení všech parametrů filtru, ale již to nezanedbatělně komplikuje výlednou trukturu. Doažení největší variability je docíleno kombinací řízení protřednictvím X (I b ) za pomoci natavitelného proudového zeílení B G. Detailní průzkum parazitních vlatnotí AP prokázal, že možnot využití X pro změnu parametru obvodu aplikace je ice vítaná, ale kýtá různá úkalí ve mylu ovlivnění dalších maloignálových parametrů AP (kromě X ), které náledně způobují problémy někdy jinde. Podrobná analýza použitých modelů CCCII bipolárními tranzitory prokázala, že je výtupní odpor prvku celkem malý (několik deítek až tovek kω dle I b ), což má při půobení ve vyoko-impedančních uzlech za náledek vznik parazitních nul a konečného útlumu v neproputných pámech (PP, HP) neupokojivé hodnoty (záleží na aplikaci). Obvod a jeho vlatnoti byly publikovány v [x], [x].. DVOUÚČELOVÝ FILT S ELEKTONICKOU ZMĚNOU PŘENOSU MEZI PZ A FČ Exitují truktury a přítupy, jak bylo vidět v předchozí kapitole i přílušné literatuře [8], [9], [], [4], [5], které umožňují zíkat všechny či většinu přenoových funkcí, avšak většinou v praxi potačují jen některé. Cílem bylo zíkat co nejjednodušší laditelný filtr dvou typů přenoů (PZ, FČ), které e návrhovými způoby, jenž byly použity ve všech předcházejících kapitolách, zíkávají za cenu podtatného nárůtu ložitoti truktury. Pro vytvoření PZ a FČ možnotí elektronického řízení f C či dalších parametrů je nutné velmi mnoho AP, pokud e použije již dikutovaný více-myčkový integrátorový návrhový přítup. Za účelem změny typu přenou je vždy záadní nutnot přepojit vtup či výtup obvodu nebo provét nějaký jiný záah v zapojení (ditribuce proudů). V zapojení na obr..4 toho není zapotřebí. Obvod na obr..4a byl původně navržen bez možnoti řízení, ale bližší analýza ukázala jeho netypické možnoti v elektronickém řízení. Obvod obahuje prvek ECCII- (electronically controllable CCII), který diponuje možnotí měnit proudový přeno mezi branami X a Y. Zavedením obecného natavitelného proudového přenou B G (původně u použitého CCII- B G = ) přešla přenoová funkce obvodu do tvaru
K( ) U CBG + C + C C + C C OUT = =, (.7) U C + C INP + + CC CC kde je zajímavý především koeficient protředního členu čitatele. Pro další dikuzi lze uvažovat = = a C = C = C. Filtr e chová jako PZ, pokud je tento koeficient roven a maximální doažitelný útlum v neproputném pámu je prakticky určen pouze reálnými vlatnotmi AP. To je plněno pro B G = (platí C = C ). V případě, že je zajištěno < B G, filtr pracuje jako pámová zádrž proměnným útlumem v neproputném pámu (na f C ) bez ovlivnění čehokoliv dalšího. Pokud je B G >, fázová charakteritika obvodu odpovídá charakteritice FČ, ale modulová charakteritika není úplně rovná (obvod neminimálním argumentem). To natává až pro B G = 3, kdy je koeficient protředního členu čitatele (.7) roven koeficientu protředního členu jmenovatele (e záporným znaménkem). Pro charakteritický kmitočet a činitel jakoti obvodu na obr..4 platí CC ω C =, Q =. (.8), (.9) CC C + C Ze vztahů (.8) a (.9) je ihned patrná nevýhoda. Zde nelze zajitit nezávilou změnu Q a ladění filtru je nutné řešit ouběhem obou hodnot plovoucích rezitorů. To je cena za jednoduchot a další pokytované možnoti. Dalším problémem je exitence plovoucího kondenzátoru. a) b) c) Obr..4 Dvouúčelový filtr možnotí elektronické změny typu přenoové funkce: a) realizace dvěma ECCII-, b) naznačená teoretická možnot řízení f C FETy, c) rozšíření AP o možnot ovládat X (I b ) Obvod na obr..4a byl podroben analýze v PSpice i měřením na vektorovém analyzátoru E57C. Paivní prvky obvodu jem vybral a navrhl náledovně: = = = Ω + 95 Ω ( X ), kondenzátory C = C = C = 47 pf. Pro ověření zde byl opět použit EL8 [3] (dva kuy). Druhý CC je připojen pouze jako napěťový ledovač (jen Y a X brány). Možné je použít i jakýkoliv napěťový ledovač. Na obr..5 jou výledky počítačových imulací a měření. Proudový přeno B G je úměrný U G. Lze vypozorovat, že změna maxima útlumu PZ probíhá od ai 7 do 45 db ( < U G ). Ladění f C změnou odporů FET namíto, (např.
BF45 [6]) je umožněno v rozahu ai 6 khz až,7 MHz. Zde je to uvedeno pouze jako ilutrativní příklad, kdy požadavek na řízení f C bude nuceně měřovat na změnu obou pracovních rezitorů v ouběhu. V praxi by byla výhodnější možnot řídit také vtupní odpor X (I b ) u použitého ECCII. Změřená charakteritika při činnoti blízké FČ je záměrně pro U G =,65 V, aby bylo patrné, že do hodnoty B G = 3 tále nebude modul přenou úplně rovný. imulace K [db] - - -3 U G = V mereni K [db] - - -3 f C =,687 MHz, V,5 V,6 V,7 V,8 V,85 V -4 idealni -5,E+5,E+6,E+7 f [Hz] -4 U G =, V -5,E+5,E+6,E+7 f [Hz] ϕ [deg] 9 6 f C =,687 MHz a) b) -5,,,4,6,8, U G [V], 3 U G =, V -5-5 -3-6 -35-9 U G =, V -,E+5,E+6,E+7 f [Hz] K min [db] -45-55 mereno imulace c) d) K [db] - U G = V - -3-4 () U C = -, V (f C = 6 khz) () U C = -,75 V (f C =,6 MHz) (3) U C3 = -,5 V (f C =,3 MHz) (4) U C4 = -,5 V (f C =,5 MHz) 3 4 (5) U C5 = V (f C =,66 MHz) 5-5,E+5,E+6,E+7 f [Hz] e) f) Obr..5 Výledky počítačové a experimentální analýzy: a) rovnání imulace a měření v detailu, b) měřená změna B G způobující proměnný maximální útlum v neproputném pámu, c) měřená změna na fázové charakteritice, d) měřená závilot minima přenou na řídícím napětím U G, e) imulací ověřené ladění f C změnou odporu FET tranzitorů, e) měřená charakteritika blízko režimu FČ (U G =,65 V)
V předchozím textu byla uvedena opravdu jedna z nejjednodušších realizací filtru, který dokáže měnit typ přenou bez nutnoti přepojení vtupní či výtupní brány. Exitují zde však nevýhody, jako je nemožnot řízení Q, problematické ladění ouběhem plovoucích rezitorů a exitence plovoucího kondenzátoru. V kap. 5..3 kompletní práce jou vedeny další podrobnoti o tomto typu filtru a natíněno řešení (podtatně ložitější), které uvedené problémy odtraňuje. Zhodnocení Dikutovaný obvod je velmi zajímavý. Umožňuje bez fyzického přepojení vtupu či výtupu změnit typ přenou filtru z PZ na FČ jednoduchou změnou proudového ziku konvejoru. Možné je to i u filtrů myčkových truktur (KHN apod. [8], [9], [7]) v plné univerzální konfiguraci, ale je potřeba mnohem více AP. Cena za tuto vlatnot je komplikovanější ladění, které je záležitotí plovoucích rezitorů nebo X (I b ), pokud to AP umožní (to by byla nejlepší ceta). Nejhůře je na tom činitel jakoti, který je velmi nízký a jeho změna velmi problematická. Díky tomu je i šířka páma zádrže značně velká. Jako příklad jiného řešení byla v rámci kap. 5..3 navržena truktura, která dokáže uvedené nevýhody odtranit, ale v některých ohledech (půobení reálných projevů AP, změna PZ na FČ pouze změnou B G obou polarit, podtatně ložitější, apod.) je původní varianta na obr..4 lepší. Tento obvod jem publikoval v [x3] pouze jako PZ natavitelným útlumem a verze rozšířená o aplikaci i jako FČ a tudium vlivu reálných AP je přijata k publikaci v [x4]. 3 VYBANÁ ŘEŠENÍ Z OBLASTI ELEKTONICKY ŘIDITELNÝCH OSCILÁTOŮ V této čáti jou uvedena některá navržená a tudovaná řešení elektronicky řiditelných ocilátorů, opět pouze zběžně a upozorněním na hlavní vlatnoti obvodů. 3. MINIMÁLNÍ EALIZACE OSCILÁTOU SE DVĚMA ECCII- Ocilátor na obr. 3. diponuje dvěma prvky ECCII-, které v obvodu umožňují elektronické řízení ocilačního kmitočtu (f ) i ocilační podmínky (CO). Pro návrh bylo použito yntézy založené na autonomním obvodu dvou AP a konečného počtu obecných admitancí [6], [], [8] pomocí programu SNAP [9], []. Obvod obahuje pouze dva vyoko-impedanční uzly a je počítáno tím, že oba ideální proudové vtupy prvků ECCII- budou mít předřazenu externí vodivot, která může být v reálném případě přičtena k jejich intrinzické hodnotě (nebo jí nahrazena). To vše znamená jitou konkretizaci výledného obvodu. Charakteritická rovnice má tvar C + + C ( BG ) BGBG + =, (3.) C C C C
ze které plyne, že ocilační podmínka a kmitočet jou C + C C B G BG BG, ω =. (3.), (3.3) C C a) b) Obr. 3. Ocilátor využívající dva ECCII- a minimum paivních prvků: a) všechny paivní prvky jou externí, b) využití interních X Z jitého pohledu může být obvod na obr. 3.a nevýhodný. Na první pohled je vidět, že obahuje plovoucí kondenzátor. Další patrná nevýhoda plyne přímo ze vztahu (3.3) pro f (ω ), kde je jané, že rozah řízení je omezen z principu do intervalu B G B G < a tím je tanovena horní mez f. Z (3.) a (3.3) je zřejmé, že pomocí U G (B G ) je možné řízení ocilační podmínky, bohužel opět e záahem do ocilačního kmitočtu. To je cena za jednoduchot. Kmitočet ocilací je možné řídit napětím U G (B G ), ale řízení je u této koncepce principiálně omezeno. Předpokládáli e = = a C = C = C, je potřebný B G (3.), odkud je vidět, že B G e může pohybovat v rozahu až,5 což znamená pouze až,5 V řídícího napětí U G. V kap. 6.. (kompletní verze práce) je natíněno řešení, které tuto nevýhodu odtraňuje. Parametry obvodu byly navrženy náledovně: C = C = C = 47 pf, = = = 95 Ω (přičemž 95 Ω je reálná hodnota vtupního odporu [3]). Na obr. 3. jou zíkané experimentální výledky (pro U G ~ V a U G = ). U kutečného obvodu byla měřením () ověřena změna ocilačního kmitočtu od 38 khz do,75 MHz. Počítačové imulace uvádí rozah 38 khz až,8 MHz, neideální ymbolická analýza pak 66 khz až,8 MHz a výpočet dle ideálního vztahu (3.3) rozah od 46 khz do,737 MHz. Výledky jou rovnány na obr. 3.3. a) b) Obr. 3. Výledky měření: a) v čaové, b) v kmitočtové-pektrální oblati
,E+6 f [Hz] idealni imulace mereni,5e+6,e+6 5,E+5,E+,,,,3,4,5 U G [V] Obr. 3.3 Srovnání zíkaných ladících charakteritik Měřené zkrelení (THD) doahovalo při řízení f v rozahu,9 až,75 MHz (U G od,35 do V) hodnot od,3 do,3 %. V krajní hodnotě U G (od,48 V) pak i téměř %. Podobnoti lze najít v kap. 6.. kompletní verze práce. Zhodnocení Uvedený ocilátor vyniká jednoduchotí a zároveň možnotí řídit elektronicky kmitočet i podmínku ocilací. To je však vykoupeno problematickým vztahem pro f a principielním omezením, které oklešťuje rozah přeladění. Navíc u tohoto obvodu závií vždy f i na parametru řídícím plnění CO (zde B G ). I když nepatrné záahy do U G (CO) v deítkách mv (vlivem případného AGC při ladění) nezpůobí moc podtatné změny f, mohou napomáhat ke zhoršování kmitočtové tability, apod. Díky napětím řízeným AP je možné implementovat i AGC jen použitím právně upraveného výtupního ignálu (uměrnění, vyhlazení, úprava úrovně,...) k řízení CO při širokopámovém ladění. Toto celkem exotické zapojení a jeho podrobná analýza bylo publikováno v [x5] a i pře uvedené nevýhody našlo odezvu mezi zahraničními odborníky (dvě citace). 3. OSCILÁTO S CGCCCTA V oučané době je velkým trendem lučovat AP do větších celků, viz např. [], kde je ukázáno mnoho rozmanitých typů moderních AP. Konkrétně lze jmenovat např. CDTA (current differencing trankonductance amplifier) [], CFTA (current follower tranconductance amplifier) [3] a CCTA (current conveyor tranconductance amplifier) [4]. Polední z nich (CCTA) lučuje proudový konvejor a trankonduktanční ekci (OTA zeilovač). Exituje několik jeho modifikací (řízení X nebo trankonduktance g m či obojí oučaně) a zde je uvedena jedna z poledních. ozdíl od tandardních CCTA počívá v zavedení natavitelného proudového přenou (zeílení) v CCII (ECCII-) čáti CCTA. Díky tomu byla tato modifikace pojmenována unikátním názvem "current gain controlled CCTA", odtud zkratka CGCCCTA.
Tento AP umožňuje kontrukci velmi jednoduchého ocilátoru na obr. 3.4a, jehož princip je založen na použití ztrátového a bezeztrátového integrátoru ve myčce. Detailnější princip je patrný z GST na obr. 3.4b. U OUT BG(UG) Y o+ CGCCCTA U OUT -B G/ /C C X Z o+ C U OUT S /( C +) U OUT g m S /( C +) a) b) Obr. 3.4 Jednoduchý ocilátor založený na CGCCCTA: a) obvodové zapojení, b) GST Charakteritická rovnice vychází z analýzy grafu na obr. 3.4b = a po úpravě má tvar B C + ( + ) = G S S g + g, (3.4) m = + m C C a gm gmbg + +, (3.5) C C C + a + a = = odkud ocilační kmitočet (ω ) a ocilační podmínka (CO) jou gmbg g m, ω =. (3.6), (3.7) C C Ocilátor diponuje navzájem nezávilou CO a f. Všechny paivní prvky jou zemněné a ocilátor dovoluje elektronické řízení f pomocí B G. CO je natavitelná pouze změnou, což je ještě mírná nevýhoda, kterou ale řeší zapojení v kap. 6.. úplné verze práce, kde je k tomu použito dalšího proudového ziku. Protože je v koncepci přítomen bezeztrátový integrátor, jedná e o kvadraturní variantu ocilátoru, což prozradilo tudium vztahů obou generovaných amplitud j UOUT = UOUT. (3.8) B G Je vidět, že fázový pouv mezi výtupy je opravdu 9, ale taky je patrná nevýhoda. Ta počívá v záviloti amplitudy U OUT na parametru B G řídícím (ladícím) f. Hodnoty paivních oučátek byly vybrány náledovně: = = = kω, C = C = C = pf. Parametry CGCCCTA jou: fixní g m = ms a při experimentech bylo B G = f(u G ) měněno pomocí U G v rozahu, až 4 V. To vše při napájecím napětí ± 5 V. Pro rozběh ocilací je amozřejmě nutné mírně zvětšit hodnotu a při ladění ocilátoru bez AGC mírně dotavovat (změny v deítkách Ω) takto amplitudu či nižovat nárůt THD. V praxi by protřednictvím byl implementován obvod tabilizace amplitudy, zde by potačil např. řízený FET z výtupního uměrněného (a vyfiltrovaného - vyhlazeného) napětí. CCII (ECCII) čát
CGCCCTA je modelována pomocí EL8 [3] a OTA ekce pomocí dvou diamantových tranzitorů (DT) OPA86 [5]. To umožní využívat i napěťové výtupy, protože každý DT obahuje navíc napěťový ledovač, který oddělí vyokoimpedanční uzly pro případný odběr ignálu. Na obr. 3.5 jou výledky měření obvodu pro U G = V (B G ~,9). Podle výledků měření činí ocilační kmitočet ai 853 khz (THD ~,6 %). a) b) Obr. 3.5 Výledky experimentálního měření ocilátoru: a) čaová oblat, b) pektrum U OUT Měřený rozah změny f je mezi, až,3 MHz (, < B G < 3,4). Další podrobnoti včetně ladících charakteritik, záviloti THD na f, tudium reálného chování, atd. lze nalézt v kompletní verzi práce (kap. 6.3.) Zhodnocení Výhodou přítupu návrhu ocilátoru za pomoci CGCCCTA je především značně jednoduchá realizace, která vyžaduje pouze "jeden" AP a zemněné paivní prvky (všechny). Z tohoto pohledu je to nejjednodušší zapojení ocilátoru ( výhodou nezávilé CO a f a přímou možnotí elektronického řízení f ) uvedené v této práci. Typickým problémem je závilot výtupní amplitudy jednoho ignálu na řídícím parametru a nemožnot elektronického řízení CO. Zapojení, jeho analýza, vlatnoti a možnoti byly publikovány v [x6]. 3.3 OSCILÁTOY S POUDOVÝMI ZESILOVAČI A NAPĚŤOVÝMI SLEDOVAČI Hlavním tématem této kapitoly je několik typů ocilátorů, které odtraňují jednu z nevýhod předchozích koncepcí. Jak je patrné u většiny ocilátorů pracujících ve míšeném módu, je většinou nutné výtupní napětí odebírat z vyoko-impedančních uzlů obvodů. Vždy jou nutné přídavné napěťové ledovače na oddělení zátěže nižší impedancí, která by amozřejmě ovlivnila impedanci uzlu a tím pádem i činnot (nejen) ocilátoru. Cílem kapitoly tedy je najít a navrhovat taková zapojení, kde je napěťový ledovač přímo funkční oučátí obvodu (nefiguruje pouze jako
oddělovací tupeň) a tím pokytuje možnot odebírat napětí na nízko-impedančním výtupu bez nutnoti další eparace. Formulace požadavků na obvody zde počívá navíc ve využívání pouze jednoduchých prvků, které mají jediný vtup a pouze jediný výtup. Výhodné vlatnoti nabízí využívání kombinace napěťových ledovačů a proudových zeilovačů natavitelným zeílením. Jeden z hlavních cílů kapitoly je taktéž outředěn na hledání aplikací v oblati ocilátorů pro nově vznikající AP, jako je např. DACA [3], [4] vyvíjený Útavem telekomunikací ve polupráci ONemiconductor. V některých aplikacích, i když zde jou ověřovány funkčně a kvalitativně jiným prvkem pracujícím jako obecný řiditelný proudový zeilovač, mohou DACA prvky najít výhodné uplatnění. Většina aplikací tohoto nového prvku byla prozatím rapidně zaměřena na oblat aktivních elektronicky řiditelných filtrů, viz např. [3], [6], a proto je oblat ocilátorů kontrukcemi těmito prvky relativně nezaažena. 3.3. Ocilátor negativním rezitorem Původní koncepce ocilátoru proudovými zeilovači (obr. 3.6a) v kap. 6.4. pracuje na principu dvou napěťových integrátorů (invertující ztrátový a neinvertující bezeztrátový) proudovými AP, vzájemně oddělenými pomocí napěťových ledovačů, díky nimž lze zíkat nízko-impedanční výtupy. Ze ztrátového integrátoru, který je tvořen prvky C, je pomocí dalšího proudového zeilovače (CA) zavedena natavitelná proudová vazba. Obvod (v kompletní verzi diertace) diponuje ideálně nezávilou CO a f, ale vyžaduje připojení kondenzátoru do proudového vtupu, což přináší problémy způobované reálnými AP a nezávilot je ztracena. Proto byla nalezena jednoduchá modifikace. Pro nalezení lze použít heuritického přítupu či jednoduché metody na základně popiu tavovými rovnicemi [7], [8]. Výledek je na obr. 3.6b a princip negativního rezitoru [3] kontruovaného proudovým zeilovačem (CA) na obr. 3.6c. Ve výledku e opět jedná o invertující bezeztrátový a neinvertující ztrátový integrátor ve myčce, který je doplněn negativním rezitorem (v obr. 3.6b vyznačená čát). Z ekv = f(b G ) Z B G U G CA a) b) c) Obr. 3.6 Ocilátor proudovými zeilovači a napěťovými ledovači: a) původní varianta, b) modifikace negativním rezitorem, c) dílčí čát předtavující negativní rezitor Charakteritická rovnice, ocilační podmínka a ocilační kmitočet obvodu na obr. 3.6b jou tvarů
G + G3 + G3BG BG GG + =, C C C B GG, ω = G. (3.9), (3.), (3.) 3 CC G B G + G Je patrné, že f je řiditelný pomocí B G a CO natavitelná protřednictvím B G. Opět e jedná o kvadraturní typ ocilátoru, kde relace mezi produkovanými amplitudami je dána vztahem U U OUT OUT = j B. (3.) Opět je zde problém záviloti U OUT na B G. Obvod na obr. 3.6b byl navržen za použití prvku EL483 [9] na pozici invertujícího CA, EL8 [3] na pozici CA. Napěťový ledovač byl kontruován z velmi dobrého operačního zeilovače LT364 [3]. Hodnoty paivních oučátek byly vybrány ohledem na předpokládané pracovní pámo, tedy = = 3 = = kω, C = C = C = pf. Je patrné, že v ideálním případě muí být zajištěno zeílení B G a pro nejvyšší natavitelný kmitočet B G = (maximální doažitelná hodnota pro CA etavený na základě EL483 [9]. Napájecí napětí je vzhledem k doporučením kladeným na aktivní prvky. Ideální ocilační kmitočet by měl nabývat hodnoty,59 MHz. U tohoto typu ocilátoru byla prakticky vyzkoušena jednoduchá verze AGC, která využívá nelineární oblat převodní charakteritiky zeilovače bipolárním tranzitorem. Pro natavené parametry byl změřen f =,63 MHz, což je značně nižší hodnota. Doazením do odvozeného vztahu, který repektuje vlivy reálných AP (viz. kap. 6.4.), je očekávaná hodnota,93 MHz. Takto razantní pokle kutečné hodnoty f mají na vědomí především vtupní odpory proudových vtupů použitých CA (jeden je dokonce pře 3 Ω) v kombinaci přídavnými parazitními kapacitami v obou uzlech. Výledky jou na obr. 3.7. G a) b) Obr. 3.7 Výledky měření: a) čaová oblat, b) pektrum U OUT Záviloti f, THD a výtupních úrovní na ladícím parametru (B G ) jou dokumentovány na obr. 3.8. Přeladění je umožněno zhruba od, do,3 MHz, změnou B G od, do.
,E+7 f [Hz],4E+6 f [Hz],E+6,E+6,E+6 8,E+5 6,E+5,E+5 idealni ocekavano ( ohledem na parazitni vlatnoti) mereno AGC,E+4,,,4,6,8 B, G [-] 4,E+5,E+5,E+ ocekavano mereno AGC,,,4,6,8, B G [-] a) b) U OUT, [Vp-p] 3,5 5 THD [%] 4,5 4 3,5,5 U OUT U OUT 3,5,5 U OUT,5,E+,E+5 4,E+5 6,E+5 8,E+5,E+6,E+6 f [Hz],5 U OUT c) d),e+,e+5 4,E+5 6,E+5 8,E+5,E+6,E+6,4E+6 f [Hz] U OUT [VP-P],5,5 y =,698x,53,5,,,4,6,8, B G [-] Obr. 3.8 Zíkané výledky: a) rovnání ideální, očekávané a měřené ladící záviloti f na B G, b) detail ladící charakteritiky na změřené a očekávané výledky, c) závilot výtupních úrovní na f, d) závilot THD na f, e) závilot U OUT na B G 3.3. Modifikace rozšiřující obvod o další proudový zeilovač Předchozí verze ocilátoru je výhodná a ještě relativně jednoduchá, ale tále e potýká problémem záviloti jedné z produkovaných amplitud na řídícím parametru (a tím pádem na f ). Problém vyřeší vložení dalšího proudového zeilovače do ztrátového integrátoru ( C ), čímž e z něj tane bezeztrátový a k e)
dipozici je nyní další natavitelná čaová kontanta. Zapojení je na obr. 3.9. Veškeré nutné inverze jou ituovány do napěťových ledovačů (repektive invertorů), nikoliv již do proudových zeilovačů, a proto je možné použít všechny CA e tejnou polaritou výtupního proudu. Obr. 3.9 ozšiřující modifikace umožňující řízení f bez záviloti amplitudy generované ignálu na řídícím parametru Charakteritická rovnice, ocilační podmínka a ocilační kmitočet tohoto obvodu jou G + 3 + G3BG 3 BG BG GG + =, B G3 C C C, B B G G G G ω =. (3.3), (3.4), (3.5) CC Studium relace mezi výtupními amplitudami lze popat vztahem UOUT BG BG C = = j, (3.6) UOUT B B B C G G G j C CC který v případě rovnoti B G = B G = B G přechází na U OUT C = j. (3.7) U C OUT Pokud je tedy zaručena rovnot proudových zeílení natavujících čaové kontanty integrátorů, je teoreticky zajištěno, že amplitudy generovaných ignálů e během ladícího proceu nebudou měnit. Podobný účinek lze zajitit, pokud jou v ouběhu měněny oba rezitory a (jedná e amozřejmě o rezitory řiditelný typ SCO). ozah přeladění je mnohem větší, než u dalších uvedených typů ocilátorů v této práci, ale předpokládá nyní ouběžné řízení B G a B G. Ocilační kmitočet závií na B G lineárně, neboť v předchozích případech byl vždy ladící parametr pod odmocninou. Pro ověření byly použity analýzy a imulace na počítači při tejných hodnotách paivních prvků, jako v předchozí kapitole a za použití tejného AGC. Hodnoty natavitelných proudových přenoů (zeílení) jou nyní B G, =,3 (U G, =,5 V) a B G3 (U G3 V). Prvky CA opět zatupují EL8 [3] a jako napěťové ledovače a invertory byly použity operační zeilovače
diferenčním výtupem AD838 [3]. Ideální hodnota f je pro tyto parametry 3,66 MHz. Předpoklad, který repektuje reálné parametry aktivních prvků, udává f = 3,8 MHz a imulace pokytla hodnotu 3, MHz. Ocilátor na obr. 3.9 umožňuje odebírat ignály čtyř fází, pokud e využijí jinak neuplatnitelné výtupy napěťových ledovačů/invertorů. Na obr. 3. je čaový průběh všech dotupných výtupních ignálů ocilátoru. Obr. 3. Čaový průběh dotupných výtupních napětí Na obr. 3. je zaznamenáno několik period pro více dikrétních kmitočtů (hodnot B G, ) na důkaz neměnnoti amplitudy při širokopámovém přeladění. Obr. 3. Přeladění zaznamenané v čaové oblati Detailnější výledky chování ocilátoru při ladění uvádí obr. 3., kde je zachycen rozah doaženého kmitočtové přeladění, změny výtupní úrovně a zkrelení. ozah přeladění je umožněn a vyzkoušen v rozahu,4 MHz až 4,39 MHz při B G, od, do 3,4. Během ladění e výtupní amplitudy všech generovaných průběhů výtupních ignálů téměř nemění a nabývají hodnoty kolem 5,5 V P-P. Harmonické zkrelení doahuje velmi zajímavých hodnot, ve většině páma je kolem,5 % a méně.
5,E+6 f [Hz] 4,E+6 U OUT, [Vp-p] 6,5 6 OUT + 3,E+6 5,5,E+6 OUT -,E+6 imulace ocekavano 5,E+,,5,,5,,5 3, 3,5 4, B G, [-] 4,5,E+,E+6,E+6 3,E+6 4,E+6 5,E+6 f [Hz] a) b) 3 THD [%],5,5 OUT - OUT +,5,E+,E+6,E+6 3,E+6 4,E+6 5,E+6 f [Hz] Obr. 3. Výledky imulací ladícího proceu: a) rovnání očekávané ladící charakteritiky a výledků zíkaných imulací, b) závilot výtupní úrovně na ocilačním kmitočtu, c) závilot THD na ocilačním kmitočtu Zhodnocení Prezentovaný návrh a typ ocilátorů, které jou založeny na proudových zeilovačích a napěťových ledovačích, přináší výhody v možnotech nezávilého přímého elektronického řízení CO i f. Náledná modifikace umožňuje odtranit záadní nevýhodu většiny koncepcí, která počívá v záviloti amplitudy jednoho z kvadraturních ignálů na ocilačním kmitočtu (repektive řídícím parametru). Zde byla vyzkoušena velice jednoduchá varianta ytému AGC, která využívá nelineární oblati převodní charakteritiky zeilovače bipolárním tranzitorem. Tato metoda je teoreticky aplikovatelná ve všech předchozích typech ocilátorů, které poléhají na řízení ocilační podmínky pomocí řídícího napětí. Názory na ocilátory založené na řiditelných proudových zeilovačích (zde napětím) e mohou lišit, někdo může považovat plovoucí rezitory za nevýhodu tejně tak, jako nutnot většího počtu AP. Především je třeba mylet na to, že vyšší hodnoty vtupních odporů proudových zeilovačů způobí podtatné rozdíly mezi ideální a kutečnou hodnotou f. Je potřeba je v těchto kmitočtových pámech uvažovat (polu parazitními kapacitami uzlů) pro přené určení f. Lze říci, že typ ocilátoru na obr. 3.9 je v práci jednoznačně nejlepší z hledika širokopámového přeladění, nízkého THD a rovnoti generovaných úrovní při přelaďování. Praktické experimenty napoledy c)
uvedeného obvodu budou teprve náledovat a měly by potvrdit vlatnoti tohoto řešení. Malá čát tohoto tématu byla publikována v [x7]. 4 ZÁVĚ Diertační práce e zabývá tudiem elektronicky řiditelných aplikací reálných aktivních prvků v multifunkčních filtrech a ocilátorech. Prvních několik tran je věnováno oučanému tavu, kde jou rozebrány vhodné aktivní prvky a jejich vlatnoti. Dále jou celkem podrobně dikutovány oučané trendy v přítupech k návrhu a yntéze a požadavkům na aktivní prvky a navrhované aplikace. Na úvod kapitoly o tudiu elektronického řízení a reálného chování v oblati multifunkčních filtračních aplikací je několik tránek věnováno metodě yntézy a návrhu za pomoci grafů ignálových toků a upřeněn mírně modifikovaný přítup (dvojité šipky ve větvích konverzí mezi U a I), který je používán v téměř celé práci. Jiné použité metody návrhu jou detailně vyvětleny v konkrétních kapitolách. V kapitole zabývající e problematikou v oblati filtrů je pozornot věnována detailnímu tudiu variability parametrů u vhodných obvodových truktur, které jou navrhovány a analyzovány za pomoci grafů ignálových toků. Způobem, kterým jou použity v práci, je obvod uvažován jako ytém e vzájemnými konverzemi mezi napětími a proudy, což je píše blíže blokovému přítupu i pro paivní čáti a prvky, které e klaickou metodou popiují vlatními myčkami (Coate), nebo e zahrnují do dílčích bloků (integrátorů, ditributorů, zeilovačů,...). Velká naha je věnována především tudiu dopadu reálných aktivních prvků na činnot aplikace. Díky tomuto tudiu jou odvozeny vztahy, které umožňují na základě znalotí parametrů aktivních prvků určit předpokládané chování. Např. v problematice vícemyčkových integrátorových filtračních truktur lze určit hodnotu konečného útlumu v neproputných pámech. V další čáti je pozornot věnována elektronicky laditelným ocilátorům, k jejichž návrhu byla použita řada metod. To byly např. již zmiňované grafy ignálových toků (hojně používané u aktivních filtrů), autonomní obvody obecnými admitancemi, řazení integrátorů do myček a metoda tavových rovnic. Je zde vyzkoušeno (i prakticky) několik užitečných možnotí, jak docílit elektronického řízení aplikace. V mnoha případech je použito řízení pomocí obecného proudového přenou B G. Některé typy zíkaných ocilátorů jou velmi jednoduché minimem aktivních i paivních prvků, ale většinou e ukazuje, že je to vykoupeno nějakou horší vlatnotí, nejčatěji závilotí f také na parametru natavujícím CO. Složitější varianty jou z pohledu elektronického řízení vemě výhodnější, protože řízení CO a f bývá oddělené a bez vzájemného ovlivnění, i když detailní tudium dopadu parametrů reálných AP někdy prokáže opak. Ve většině případů je však vliv natavovaného parametru, který e v důledku parazitních parametrů AP nechtěně objeví např. ve vztahu pro f, mnohem méně podtatný než v případě, že je parametr přítomen i v ideálních vztazích (přítomnot parametru natavujícího CO ve vztahu
pro f ). V problematice ocilátorů lze zíkanými vztahy, ve kterých jou zahrnuty podtatné vlivy reálných AP, určit předpokládanou hodnotu ocilačního kmitočtu (lišící e od ideálního), která byla ve většině případů potvrzena i experimentálně. Dalším dikutovaným projevem je závilot amplitudy jednoho z generovaných ignálů (u kvadraturních typů) na ladícím parametru a tedy i na f. Jedno z prezentovaných řešení bylo navrženo tak, aby bylo janě vidět, jak tento problém odtranit. Znamená to navýšení počtu AP a nutnot ouběžného řízení dvou parametrů, ale rozah přeladění e značně rozšíří. Několik variant ocilátorů využívá napěťové ledovače jako funkční oučát obvodu (z hledika yntézy), ne pouze jako případné impedanční oddělení. Velmi jednoduchá koncepce AGC e ukázala jako dotačující při širším přeladění f nejméně ve dvou případech řízení plnění CO pomocí natavovacího napětí, což bylo ověřeno i experimentálně. Navržené obvody jou pouzovány dle výledků ymbolické analýzy (nápomocen je SNAP a Matlab), která zahrnuje podtatné parametry aktivních prvků, náleduje imulace v OrCAD modelováním na 3. úrovni (ABM řízené zdroje - lineární, kmitočtově závilé) a poté imulace vhodnými modely vyšší úrovně (známé či upravené tranzitorové truktury) či makromodely výrobců, pokud takový aktivní prvek může vhodně zatoupit obecný funkční blok v aplikaci. Pak u vybraných typů náleduje ověření měřením. Diertační práce prezentuje několik modifikovaných (ve mylu řízení) i nových obvodových truktur v oblati aktivních elektronicky řiditelných variabilních vícefunkčních filtrů. Zejména je zajímavá varianta MO-CCCII v kap. 5.., která využívá kombinaci dvou druhů řízení (vtupní odpor X a proudový přeno B G ) ve truktuře ditribucí. Díky tomu je docíleno téměř všetranných možnotí variability aplikace. Struktura neobahuje, na rozdíl od některých dalších, v ditribučním bodě vyoko-impedanční uzel, protože výtup integrátoru je přímo vázán na nízkoimpedanční vtup ditributoru. Další zajímavou původní trukturou (kap. 5..3) je např. dikutovaný dvouúčelový filtr (PZ/FČ) ECCII-, který nevyžaduje pro změnu typu přenou přepojení vtupní nebo výtupní brány (potačuje na to pouhá elektronická změna parametru). Zíkaný obvod je velmi jednoduchý a má několik nevýhod, které odtraňuje mnohem ložitější realizace. V oblati ocilátorů bylo nalezeno několik řešení plňujících podmínku elektronického řízení CO i f. Některá jou vým způobem zcela exotická a jedinečná vou jednoduchotí (kap. 6., kap. 6.., kap. 6.3.). V rámci této čáti práce byla předtavena nová modifikace prvku CCTA. Některá jou komplikovanější (kap. 6.4., kap. 6.4.3), ale vynikají pecifickými vlatnotmi a chopnotmi, jako je nezávilé řízení CO a f, zíkání ignálu vzájemným fázovým pouvem 9 a vícefázový výtup.