REFERENČNÍ ZDROJE NAPĚTÍ A PROUDU

Transkript

1 VYSOKÉ ČENÍ TECHNCKÉ V BRNĚ BRNO NVERSTY OF TECHNOLOGY FAKLTA ELEKTROTECHNKY A KOMNKAČNÍCH TECHNOLOGÍ ÚSTAV MKROELEKTRONKY FACLTY OF ELECTRCAL ENGNEERNG AND COMMNCATON DEPARTMENT OF MCROELECTRONCS REFERENČNÍ ZDROJE NAPĚTÍ A PROD VOLTAGE AND CRRENT REFERENCE SORCES DPLOMOVÁ PRÁCE MASTER'S THESS ATOR PRÁCE ATHOR VEDOCÍ PRÁCE SPERVSOR Bc. PAVEL SKALCKÝ doc. ng. JŘÍ HÁZE, Ph.D. BRNO 0

2 VYSOKÉ ČENÍ TECHNCKÉ V BRNĚ Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií Ústav mikroelektroniky Diplomová práce magisterský navazující studijní obor Mikroelektronika Student: Bc. Pavel Skalický D: Ročník: Akademický rok: 00/0 NÁZEV TÉMAT: Referenční zdroje napětí a proudu POKYNY PRO VYPRACOVÁNÍ: Prostudujte situaci v oblasti integrovaných erenčních zdrojů napětí a proudu. Navrhněte a simulujte dosažení požadovaných parametrů alespoň u jedné struktury z každé skupiny. Proveďte důkladnou rešerši možných struktur erencí a porovnejte jejich důležité parametry vč. doporučení oblasti použití. DOPORČENÁ LTERATRA: Podle pokynů vedoucího práce Termín zadání: 7..0 Termín odevzdání: Vedoucí práce: doc. ng. Jiří Háze, Ph.D. prof. ng. Vladislav Musil, CSc. Předseda oborové rady POZORNĚNÍ: Autor diplomové práce nesmí při vytváření diplomové práce porušit autorská práva třetích osob, zejména nesmí zasahovat nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a musí si být plně vědom následků porušení ustanovení a následujících autorského zákona č. /000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení části druhé, hlavy V. díl 4 Trestního zákoníku č.40/009 Sb.

3 Abstrakt Tématem diplomové práce jsou erenní zdroje naptí a proudu. V teoretické ásti je uveden podrobný popis erenních zdroj naptí a proud, které tvoí základní stavební prvky mnoha analogových obvod. V praktické ásti je pak uveden návrh jednoho napového erenního zdroje, jednoho proudového erenního zdroje a napového zdroje generujícího dv naptí. navržených struktur byla simulacemi ovena jejich innost, pedevším závislost výstupního naptí nebo proudu na napájecím naptí a zmna výstupního naptí nebo proudu pi zmn teploty. Klíová slova Proudová a napová erence, teplota, analogové obvody, proudové zrcadlo, teplotní souinitel Abstract The topic of the master s thesis are voltage and current erence sources. There is detailed description of current and voltage erences, which are basic building blocks of many analog circuits, in the theoretical part. Next part of the master s thesis is the design of a voltage erence source, the design of a voltage erence generating two voltages and a current erence source. The correct function of all circuits have been verified using simulations, especially dependence of the output voltage or current on supply voltage or dependence of the output voltage or current when the ambient temperature is changed. Keywords Current and voltage erence, temperature, analog circuits, current mirror, temperature coefficient Bibliografická citace mé práce: SKALCKÝ, P. Referenní zdroje naptí a proudu. Brno: Vysoké uení technické v Brn, Fakulta elektrotechniky a komunikaních technologií, s. Vedoucí diplomové práce Doc. ng. Jií Háze Ph.D.

4 Prohlášení Prohlašuji, že svoji diplomovou práci na téma Referenní zdroje naptí a proudu jsem vypracoval samostatn pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informaních zdroj, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce. Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvoením tohoto projektu jsem neporušil autorská práva tetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným zpsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si pln vdom následk porušení ustanovení a následujících autorského zákona. /000 Sb., vetn možných trestnprávních dsledk vyplývajících z ustanovení 5 trestního zákona. 40/96 Sb. V Brn dne 9. dubna 0... podpis autora Podkování Dkuji vedoucímu diplomové práce Doc. ng. Jiímu Házemu, Ph.D. za úinnou metodickou, pedagogickou a odbornou pomoc a další cenné rady pi zpracování mé diplomové práce. V Brn dne 9. dubna 0... podpis autora

5 Obsah Úvod... 7 Napové erenní zdroje Napové dlie Rezistorový napový dli Napový dli rezistor bipolární tranzistor Napový dli MOSFET MOSFET Pechod PN....3 Bandgap napový erenní zdroj Elementární bandgap erenní zdroj Widlarv bandgap erenní zdroj Bandgap erenní zdroj s operaním zesilovaem Bandgap erenní zdroj CMOS Proudové erenní zdroje Proudové zdroje a nory Proudová zrcadla Widlarovo proudové zrcadlo Kaskódové proudové zrcadlo Wilsonovo proudové zrcadlo Threshold proudový erenní zdroj Proudový erenní zdroj využívající pechodu diody Plovoucí proudový zdroj Návrh napového bandgap erenního zdroje Rozbor obvodového ešení Základní buka bandgap erenního zdroje Návrh operaního zesilovae Zdroj proudu Praktická realizace Poítaové simulace Stejnosmrná analýza bandgap erenního zdroje Teplotní analýza Vyhodnocení analýz

6 4..4 Eliminace vlivu teploty na výstupní erenní naptí Návrh proudového bootstrap erenního zdroje Rozbor obvodového ešení Poítaové simulace Stejnosmrná analýza Teplotní analýza Vyhodnocení analýz Návrh erenního zdroje generujícího dv naptí Rozbor obvodového ešení Poítaové simulace Stejnosmrná analýza Teplotní analýzy Vyhodnocení analýz Závr Použitá literatura Seznam použitých zkratek Seznam píloh Píloha A Píloha B Píloha C

7 Úvod Referenní zdroje naptí a proudu (napové erence, proudové erence), jsou zdroje, které se vyznaují vysokou stabilitou a malou závislostí na vnjších podmínkách. Reference je souástka nebo obvodové ešení, které zajišuje známý, dostaten nemnný potenciál nebo proud a to tak dlouho, jak to jen píslušný systém bude vyžadovat. Nejdležitjší vlastnosti pi dosahování známé výstupní veliiny jsou pesnost a stabilita. Odchylka od takto vymezené úrovn je oznaena jako chyba. deální erenní zdroje naptí a proudu jsou nezávislé na napájecím naptí a teplot. Zdroje, jejichž citlivost na zmny napájecího naptí je blízká 0,05 nebo nižší a teplotní koeficient výstupní veliiny nepekrauje %/K se považuje za stabilní (nezávislé na vnjších podmínkách). Využití proudových a napových erencí je v mnoha aplikacích analogových elektronických obvod (diskrétních i integrovaných), které vyžadují takovéto stavební bloky. deální prbhy charakteristik proudového a napového erenního zdroje jsou uvedeny na obr... Charakteristiky jsou identické s ideálními charakteristikami napových a proudových zdroj. V praxi však tyto ideální prbhy nelze realizovat. Proudové a napové erence spolu úzce souvisí. Stabilní zdroj proudu vyžaduje stabilní pedptí a stabilním zdrojem proudu mžeme realizovat stabilní zdroj naptí []. Obr.. deální charakteristika napové a proudové erence [] - 7 -

8 Napové erenní zdroje. Napové dlie Velmi hrubé napové erence mohou být vytvoeny z napového dlie. Jako základní prvky dli se dají použít pasivní i aktivní prvky (obr..,. a.3). Velikost erenního naptí je pímo úmrné napájecímu naptí [4]... Rezistorový napový dli Referenní naptí odpovídá úbytku naptí na rezistoru R, obr... Citlivost erenního naptí na napájecím naptí DD je vyjádena vztahem (). Pi citlivosti S a pi 0 % zmn napájecího naptí DD, bude zmna erenního naptí také 0 %, což je pro napové erence nepípustné [4] S DD DD. () DD DD DD Obr.. Rezistorový napový dli [4] - 8 -

9 .. Napový dli rezistor bipolární tranzistor Další zpsob jednoduché napové erence je uveden na obr... Emitor bipolárního tranzistoru je pipojen na napájecí naptí pes rezistor R. Referenní naptí odpovídá naptí BE bipolárního tranzistoru. Velikost erenního naptí se vypoítá k T BE ln. () q S Kde BE je naptí mezi bází a emitorem tranzistoru, k je Boltzmanova konstanta, T je absolutní teplota, q je náboj elektronu, je proud procházející tranzistorem a S je saturaní proud tranzistoru. Citlivost erenního naptí na napájecím naptí DD je pak vyjádena jako S DD ln R DD S ln S. (3) Obr.. Napový dli rezistor bipolární tranzistor [4] Na obr..3 je uvedena modifikace zapojení z obr... Velikost erenního naptí se urí podle - 9 -

10 R + R BE. (4) R Obr..3 Modifikace napového dlie rezistor bipolární tranzistor [4]..3 Napový dli MOSFET MOSFET Bipolární tranzistory z pedchozích píklad (obr.. a.3) lze nahradit tranzistory MOS. Na obr..4 je uveden píklad napového dlie s využitím dvou tranzistor MOS. Referenní naptí je naptí na hradlech tranzistor MOS vztažené k zemi. Velikost erenního naptí se urí + β ( + ) DD THP SS THN β, (5) β + β kde DD je napájecí naptí, THP a THN jsou prahová naptí, a jsou vodivostní initelé

11 Obr..4 Napový dli MOSFET MOSFET [4] Citlivost erenního naptí na zmnu napájecího naptí DD S DD DD THP + DD β β ( + ) SS THN. (6) Teplotní závislost dlie, pi zanedbání teplotní závislosti pomr / TC ( ) T β + β ( ) T THP + β β T THN. (7) Pi znalosti parametr použité technologie se dá navrhnout dli s tém nulovou teplotní závislostí. Pro napové dlie s tranzistory MOS je možné použít i více tchto tranzistor. Na obr..5 je píklad praktické aplikace dlie se temi tranzistory MOS. - -

12 Obr..5 Napový dli MOSFET MOSFET se temi tranzistory [4]. Pechod PN K vytvoení jednoduché napové erence mže být také využito siln dotovaného pechodu PN, orientovaného v závrném smru. V technické literatue [4] je uvedeno, že minimální dynamický odpor a minimální teplotní koeficient mají stabilizaní diody s prrazným naptím blízkým 6 V. Schéma zapojení takové jednoduché erence je uvedeno na obr..6. Pro stabilizaci se využívá ást A-V charakteristiky v závrn orientovaném pechodu PN, kde dochází k prudkému nárstu proudu. Tento jev nastává pi prrazném naptí (breakdown voltage). Ohyb charakteristiky závisí na parametrech použitého materiálu pechodu PN a ml by být velmi ostrý. Prrazné naptí pro typické technologie CMOS se pohybuje okolo 6,5 až 7,5 V, a které mají teplotní koeficient asi 3 mv/ o C. S výhodou se také jako stabilizaní dioda v bipolárních integrovaných obvodech (dále jen O) využívá závrn polarizovaný emitorový pechod PN tranzistoru NPN (prrazné naptí je vtšinou 7 V). V obvodech CMOS se dá tak nízké prrazné naptí dosáhnout pekrytím N + a P + aktivních oblastí. Citlivost výstupního naptí na napájecím naptí se urí S r. (8) DD DD DD Z DD DD DD rz + r 0 - -

13 Obr..6 Referenní zdroj se stabilizaní diodou [] Teplotní stabilizace je v tchto pípadech složitjší, nebo stabilizaní diody s prrazným naptím nad 6 V mají teplotní koeficient prrazného naptí kladný a s narstající hodnotou prrazného naptí stoupá. Tento efekt se dá ásten kompenzovat zapojením propustn polarizovaného pechodu PN (teplotní koeficient je pibližn -0,3 %/K) do série se stabilizaní diodou. Pro spolehlivou minimalizaci vlivu teplotního koeficientu je nutné toto provést experimentáln pro danou technologii. Stabilizaní diody se dají využít jako jednoduché napové erence, spojené do série s rezistorem nebo aktivním prvkem k naptí DD nebo SS. Nevýhodou tchto erencí je, že vzhledem k relativn vysokému prraznému naptí není možné využít stabilizaní diody v obvodech s nižším napájecím naptím..3 Bandgap napový erenní zdroj Pro erenní zdroje nižších hodnot naptí jsou nutné složitjší obvody, které umožují kompenzaci vnjších vliv. Jednou z nich je napová bandgap erence. Tyto se vyznaují nízkou teplotní závislostí. Ta je dána soutem záporného teplotního koeficientu propustného naptí nap. pechodu PN a kladného teplotního koeficientu (TC) teplotního naptí T. To je zpravidla urováno jako rozdíl naptí BE dvou bipolárních tranzistor. Teplotní koeficient pechodu PN je asi -, mv/k a teplotního naptí asi 0,085 mv/k za pokojové teploty. V ideálním pípad se dá dosáhnout nulového teplotního koeficientu [4]

14 Nulového teplotního koeficientu však reálnnení možné dosáhnout. Hodnoty souástek nikdy nejsou pesné, elektrický odpor rezistorje teplotnzávislý a naptí BE je slab závislé na napájecím naptí. Samotné koeficienty se s teplotou mní a také zmna BE s teplotou je nelineární. Charakteristicky zakivené závislosti na teplotjsou zobrazeny na obr..7 []. Pro zajištní co nejlepší funkce obvodu je nutné zvolit bod, kde je první derivace závislosti nulová, tedy uprosted teplotního rozsahu systému. Z uvedeného vyplývá, že pro dosažení nízkých hodnot TC se musí eliminovat zakivení charakteristik. Kvalitní bandgap erence mají teplotní závislosti v ádu 0 ppm/ o C. Obr..7 Teplotní závislosti bandgap erence [] - 4 -

15 Princip bandgap erence je uveden na obr K (9) BE T Obr..8 Princip bandgap napové erence [] Generátor naptí T se dá realizovat jako rozdíl naptí na dvou bipolárních tranzistorech v diodovém zapojení. Jestliže pro diodové zapojení tranzistoru platí E BE T ln, (0) SS pak pro rozdíl úbytk naptí na dvou tranzistorech, kterými protékají proudy a platí - 5 -

16 BE BE T ln. () Pi / e (e základ pirozených logaritm), je rozdíl potenciál na kolektorech tchto dvou tranzistor je roven hodnot T. Na obr..9 je ukázka realizace zdroje rozdílového naptí BE. Obr..9 Realizace zdroje rozdílového naptí.3. Elementární bandgap erenní zdroj Na obr..0 je uveden zpsob vytvoení erenního naptí pomocí elementární bandgap erence. Hodnota se nastaví pomocí pomru odpor R /R. Tímto pomrem odpor se nastaví i absolutní velikost teplotního koeficientu T CV - 6 -

17 Obr..0 Elementární bandgap erence, varianta T CV R R R k T 0 R BE T k N ln N, () R R R q R K ln N. (3) T R q Naptí je dáno pouze fyzikálními konstantami a geometrií R a R. Na obr.. je uveden další zpsob realizace bandgap erence. Referenní naptí je dáno soutem PTAT a naptí BE bipolárního tranzistoru (4), R k T PTAT + BE ln N + BE, (4) R q T T CV + T CBE R K ln N + TCBE R q 0. (5) - 7 -

18 Obr.. Elementární bandgap erence, varianta.3. Widlarv bandgap erenní zdroj Na obr.. je uvedena Widlarova bandgap erence. Tranzistor Q pracuje s pomrn vysokou proudovou hustotou. Druhý tranzistor Q pracuje s proudovou hustotou asi 0 krát menší. Rozdílové naptí BE se pak objeví na R 3. Pi velkém zisku obou tranzistor a zanedbání proudu do bází obou tranzistor, bude naptí na R úmrné BE. Tranzistor Q 3 je zesilovací stupe. Naptí na jeho kolektoru je rovno soutu naptí BE a úbytku naptí na R. Referenní naptí se pak vypoítá BE R + BE R. (6) 3-8 -

19 Obr.. Widlarova bandgap erence.3.3 Bandgap erenní zdroj s operaním zesilovaem kázka zapojení bandgap erence s operaním zesilovaem je uvedena na obr..3 a obr..4. innost obou verzí je analogická. Operaní zesilova eliminuje vliv zmny napájecího naptí a tím i zmny velikosti proud a. Musí platit:.r.r. Referenní naptí je dáno R R SS + + BE R BE T ln. (7) R3 R SS Pro eliminaci teplotního koeficientu musí být plochy emitor a tím hodnoty SS tranzistor rozdílné. Níže uvedená zapojení jsou vhodná pi využití v bipolární technice, ale i v obvodech MOS. Pro technologii CMOS s jámou typu P je vhodné zapojení podle obr..4. Tranzistory Q a Q jsou realizovány jako substrátové NPN tranzistory. V pípad N jámy se využije zapojení - 9 -

20 podle obr..3 a tranzistory Q a Q se nahradí tranzistory PNP a upraví se polarita napájecího naptí [4]. Obr..3 Bandgap erence s operaním zesilovaem, varianta [4] Obr..4 Bandgap erence s operaním zesilovaem, varianta [4].3.4 Bandgap erenní zdroj CMOS Pímé ešení napové bandgap erence pro obvody CMOS je uvedeno na obr..5. Využívá náhradu bipolárních tranzistor tranzistory MOS. Tyto musí pracovat v režimu slabé - 0 -

21 inverze, aby mohly sloužit pro generování T. Tranzistory M, M 3 a M, M 4 tvoí uzavenou smyku proudových zrcadel, které nastaví proud R na takovou úrove, že zptná vazba pes odpor R znemožní jeho další rst [4]. Na odporu R vznikne úbytek vyjádený P P4 R T ln, (8) P P3 kde T je teplotní naptí a pomr P je W/L píslušného tranzistoru. W je šíka kanálu a L je délka kanálu. Vztah platí za podmínky shodnosti parametr tranzistor NMOS na jedné stran a PMOS na stran druhé. Jestliže je proud E roven P6 E R (9), pak pro erenní naptí platí P3 R P P P 6 4 BE + E R BE + T. (0) R P3 P P3 Pro kompenzaci teplotní závislosti musí být pomry tranzistor M, M 3 a M 6 vtší než u zbývajících tranzistor. Tato bandgap erence má výhodu v malé spoteb tranzistor díky innosti tranzistor v podprahové oblasti. Realizace této napové erence vyžaduje kvalitní technologický proces k minimalizaci svodových proud pi podprahových podmínkách, které by mohly vést ke zhoršení teplotní kompenzace [4]. Obr..5 Bandgap erence CMOS, varianta - -

22 Na obr..6 je uvedeno další zapojení bandgap CMOS napové erence. Kaskodové zrcadlo tvoené tranzistory M 5 až M 8 má za úkol udržet shodné proudy pes tranzistory Q, Q a Q 3. Zde platí R + T neboli ln( n) BE BE, () R ( k R) + k ln( n) BE3 + BE3 T. () Z uvedených vztah je zejmé, že výstupní naptí je úmrné soutu naptí na pechodu PN a teplotního naptí. Vhodnou volbou konstant k a n se dá dosáhnout nulové teplotní závislosti. Kaskodové zapojení zde slouží pro zvýšení výstupního odporu jednotlivých blok [4]. Obr..6 Bandgap erence, varianta - -

23 3 Proudové erenní zdroje V ideálním pípad se jedná o zdroje proudu nezávislé na napájecím naptí, teplot a s nekoneným vnitním odporem. V reálném pípad se zdroje proudu na ipu liší omezeným rozsahem pracovních naptí a koneným výstupním odporem. V praxi dále pibývají, jako dsledek rozptylu technologických parametr a zmn okolních podmínek, problémy s pesností a dosažení požadované hodnoty [4]. 3. Proudové zdroje a nory Základním a nejjednodušším ešením zdroje konstantního proudu je využití výstupní V-A charakteristiky bipolárního tranzistoru v lineárním (nesaturovaném) režimu, nebo tranzistoru MOS v režimu saturace. obou typ tranzistor se jedná o formáln stejnou ást charakteristiky. Nevýhodou tohoto ešení je velká závislost proudu na výstupním naptí, což je dáno nízkým výstupním odporem pro oba druhy tranzistoru. Výstupní odpor se zvýší zaazením záporné zptné vazby, kdy se do série s tranzistorem zapojí rezistor (obr. 3.). Velikost výstupního odporu udává nezávislost na naptí [4]. Obr. 3. Jednoduchý proudový zdroj s bipolárním tranzistorem [4] 3. Proudová zrcadla V následující kapitole jsou popsány jednotlivé typy proudových zrcadel, jak v bipolárním provedení tak i s tranzistory MOS. Proudová zrcadla tvoí základní stavební prvky integrovaných obvod

24 3.. Widlarovo proudové zrcadlo První proudová zrcadla byly realizována bipolární technologií a podle autora se zapojení na obr. 3. nazývá Widlarovo proudové zrcadlo. Tranzistor Q je v diodovém zapojení a protéká jím erenní proud o velikosti R DD BE. (3) R Pro R dále platí R C + B + B B + ( + ) + B β. (4) Obr. 3. Widlarovo proudové zrcadlo [4] Pi shodnosti parametr obou tranzistor, ale rozdílných velikostí ploch emitor A E a A E, jsou jednotlivé proudy do báze ureny vztahy (5), (6) a erenní proud je pak dán A, (5) B B E A, (6) B B E 0 [ A ( + β ) + A ] ( A + A + A β ). (7) R B E E E E E AE β Z uvedeného pak vyplývá, že pokud pro tranzistory shodných parametr musí platit, pak pro výstupní proud platí β 0 R. (8) AE + ( β + ) A E - 4 -

25 Z uvedených vztah dále je patrné, že pokud se tranzistory liší pouze plochou emitor, pak je výstupní proud 0 úmrný proudu erennímu s konstantou úmrnosti A E /A E. V pípad shody ploch je výstupní proud tém shodný s erenním proudem [4]. Princip výše popsaného proudového zrcadla je možné použít i pi návrhu vícenásobného proudového zrcadla uvedeného na obr Zde se však projeví zvýšená spoteba proudu, který protéká bázemi n tranzistor a také se zvýší rozdíl výstupního a erenního proudu. Pi úplné shodnosti tranzistor je možné výstupní proud urit 0 R. (9) n + + β Obr. 3.3 Vícenásobné Widlarovo proudové zrcadlo [4] vedeného principu je možné využít pro realizaci proudového zesilovae, místo zmny plochy tranzistor, v pípad, že 0 n. R, je vhodnjší realizovat n výstupních tranzistor stejných rozmr, jako má erenní tranzistor a jejich kolektory vzájemn propojit [4]. Na obr. 3.4 je uvedena verze MOS Widlarova proudového zrcadla. Zapojení je analogické jako zapojení s bipolárními tranzistory. Pi uvažování stejných geometrických rozmr obou tranzistor je výstupní proud dán K ( GS T ) ( + λ 0 ) ( ) ( + λ ) P 0. (30) K P GS T GS - 5 -

26 Obr. 3.4 Widlarovo CMOS proudové zrcadlo [4] Pi shodnosti parametr obou tranzistor platí ( + λ 0 ) ( + λ ) 0, (3) GS kde je parametr modulace délky kanálu v saturaci, je erenní proud, 0 je výstupní proud, 0 je výstupní naptí a GS je naptí mezi hradlem a emitorem tranzistoru. Pesnost výstupního proudu je dána pedevším pesností erenního zdroje proudu. Tento se v mén nároných aplikacích realizuje aktivním rezistorem pipojeným na napový zdroj. Absolutní shoda parametr tranzistor není možná i pi dodržení konstrukních zásad a kvality technologického procesu [4]. Widlarova proudová zrcadla je možné realizovat jak s tranzistory NMOS, tak i s PMOS typy tranzistor. V technice MOS se dá také realizovat vícenásobné proudové zrcadlo nebo proudový zesilova propojením více kolektor [4]. 3.. Kaskódové proudové zrcadlo Na obr. 3.5 je uvedeno zapojení kaskódového proudového zrcadla, které umožuje zvýšení stability výstupního proudu. Zvýšený výstupní proud 0 vyvolá na tranzistoru MN zvýšený úbytek naptí a tím pokles pedptí GS4, které psobí proti rstu výstupního proudu

27 Obr. 3.5 Kaskódové proudové zrcadlo [4] Hlavní výhodou uvedeného zapojení je zvýšení výstupního odporu, tedy zvýšení stability výstupního proudu. Nevýhodou kaskodového proudového zrcadla je zmenšený rozsah naptí, který souvisí se zvýšeným úbytkem naptí na jednotlivých tranzistorech. Na hradle tranzistoru MN 4 je naptí GS + GS3. Aby byla splnna podmínka saturace tranzistoru MN 4, platí MN L R 3 GS + GS T T + T 3 T 4. (3) K P W W 3 L Ze vztahu je zejmé, že zvýšením pomru W/L tranzistor, klesá minimáln potebný úbytek naptí proudového zdroje [4] Wilsonovo proudové zrcadlo Další možné ešení pro zvýšení výstupního odporu je zapojení s tranzistory MOS, uvedené na obr. 3.4, což je Wilsonovo proudové zrcadlo. Pro velikost výstupního proudu platí vztah (33), pi uvažování T T. Geometrické rozmry tranzistoru MN 3 hodnotu výstupního proudu 0 pímo neurují. β 0 R (33) β - 7 -

28 Obr. 3.4 Wilsonovo proudové zrcadlo [4] Zvýšení stability je ureno tak, že se zvýšením proudu D vzroste úbytek na diodovém zapojení tranzistoru MN, ímž se více oteve tranzistor MN. Úbytek na tranzistoru MN, který vyvolá erenní proud, pive tranzistor MN 3 a psobí tak proti výstupnímu proudu 0. Minimální výstupní naptí se urí L L T. (34) 0 3 min GS + GS3 T K + + P W W 3 Ze vztahu je zejmé, že zvýšení pomru W/L sníží hodnotu minimálního naptí min. Zvtšení tohoto pomru je vhodné u tranzistoru MN 3, kde krom snížení minimálního naptí vzroste i hodnota vodivosti g m3, tedy zvýší se výstupní odpor. tranzistoru MN sice dojde ke snížení minimálního naptí, ale vyšší hodnota vodivosti g m snižuje výstupní odpor. Pro zachování správného pomru 0 / R je poteba stejn zvýšit pomr W /L, z ehož vyplývají vyšší nároky na spotebu plochy ipu [4]. 3.3 Threshold proudový erenní zdroj Na obr. 3.5 je uvedeno zapojení využívající prahového naptí. Tranzistory M 3 a M 4 nastavují proud tekoucí tranzistory M a M. Stejný proud tee i rezistorem R a vytváí naptí GS [3]. Pi zanedbání výstupního odporu MOS tranzistor se GS vypoítá podle rovnice (35). Z této rovnice se urí vztah pro výpoet výstupního proudu. Praktické hodnoty naptí GS se pohybují okolo V až, V. Ze vztahu je zejmé, že obvod je tém nezávislý na napájecím naptí. Tém nezávislý proto, že tranzistory MOS nemají nekonenou výstupní impedanci

29 R GS THN +, (35) β GS. (36) R Pesnost proudu je dána pesností prahového naptí TH a rezistoru R. Teplotní závislost tohoto zapojení je dána teplotním koeficientem prahového naptí (-3,000 ppm/ o C) a teplotním koeficientem rezistoru R (,000 ppm/ o C). Prahové naptí s rostoucí teplotou klesá. Odpor R se zvyšuje s teplotou. Tato erence vykazuje velký negativní teplotní koeficient [3]. Obr. 3.5 Threshold proudová erence [3] - 9 -

30 3.4 Proudový erenní zdroj využívající pechodu diody Na obr. 3.6 je píklad zapojení obvodu, který využívá pechodu diody jako erence. Tranzistor Q je zapojen jako dioda. Tranzistory M až M 8 tvoí kaskódová proudová zrcadla, generující proud, který protéká diodou a odporem R. Jestliže je naptí D na diod, pak proud D. Nevýhodou tohoto obvodu (proudové erence) je negativní teplotní koeficient (pro diodu je TC asi - mv/ o C, pi D 0,6 V) [3]. Obr. 3.6 Obvod využívající pechodu diody jako erence [3] D S D n T e, (37) D D n T S e > R R n T ln. (38) S

31 3.5 Plovoucí proudový zdroj V nkterých obvodových aplikacích nemusí vyhovovat proudové zdroje, které mají jeden uzel na urité nemnné úrovni potenciálu. Proto je poteba zdroje proudu, který má promnné potenciály obou uzl. Na obr. 3.7 je uvedeno schéma zapojení takového proudového zdroje s bipolárními tranzistory. Kolektorový proud C tranzistoru Q je uren bázovým proudem B, kdy tento je dán hodnotou odporu R. Výstupní proud 0 je tak uren otevením tranzistoru Q, proudem C. Rstem proudu na Q vzrstá hodnota úbytku na rezistoru R, ímž se zvyšuje bázový proud tranzistoru Q. Tranzistor Q se otevírá a sníží bázový proud B. Zptná vazba tak stabilizuje výstupní proud 0.[4] Obr. 3.7 Plovoucí proudový zdroj [4] Výstupní proud se urí podle vztahu (39), kde naptí AB je naptí mezi body A a B. Aby obvod sloužil, jako zdroj konstantního proudu, musí být hodnota R dostaten velká v porovnání s R. 0 β BE AB β + R R BE BE (39) Minimální naptí, kdy ješt zapojení s obr. 3.7, bude pracovat, jako zdroj konstantního proudu se urí ze vztahu (40), kdy je zejmé, že vysoká hodnota odporu R zmenšuje - 3 -

32 napový rozsah stabilizace, proto se tato hodnota volí jako kompromis mezi stabilitou a rozsahem stabilizace. MN R 0 BE + R BE +. (40) β - 3 -

33 4 Návrh napového bandgap erenního zdroje Pro praktický návrh byla zvolena bandgap erence v bipolární technologii s operaním zesilovaem, obr Rozbor obvodového ešení Teoretický rozbor a princip napové bandgap erence je uveden v kapitole.3. V následujícím textu je uveden praktický návrh napové bandgap erence. 4.. Základní buka bandgap erenního zdroje Základním stavebním prvkem je jednoduchá buka bandgap erence uvedená na obr. 4.. Naptí T je generováno jako rozdíl naptí BE na tranzistorech Q a Q. Velikost teplotn nezávislého výstupního naptí se stanoví ze vztahu (7). Pro eliminaci teplotního koeficientu musí být plochy emitor obou tranzistor rozdílné, z toho dvodu byl pomr ploch tranzistor zvolen 4 :. K výpotu je dále nutné znát hodnotu teplotního koeficientu naptí BE, který je pi pokojové teplot -, mv/k a hodnotu teplotního koeficientu naptí T, který je 0,086 mv/k. Tranzistory Q a Q jsou substrátové tranzistory NPN. Obr. 4. Buka bandgap erence

34 Výpoet obvodových prvk se provede pomocí rovnice (7) ( N ) ln, (4) BE T T k T, (4) q R R, (43) kde BG je výstupní erenní naptí, BE je naptí báze emitor tranzistoru Q, T je teplotní naptí, k je Boltzmanova konstanta, T je absolutní teplota, q je náboj elektronu,, je proudy tekoucí rezistory R a R, SS, SS je saturaní proudy tranzistor Q a Q, N je pomr emitorových ploch tranzistor. Proudy a, protékající tranzistory Q a Q musí splovat podmínku (43). Vliv zmny tchto proud a také zmny napájecího naptí jsou pak eliminovány operaním zesilovaem. Aby byla dosažena hodnota nulového teplotního koeficientu, musí být první derivace vztahu (7) nulová, jak je podrobnji uvedeno v kapitole.3. Rovnice se derivuje podle teploty T a položí rovna nule. d dt BG d dt BE R + R 3 d dt T R ln R SS SS 0, (44) R R 3 d T R SS d BE ln dt R, (45) SS dt R R 3 d dt T d BE dt R ln R SS SS, (46) z výsledného vztahu je pomr odpor R /R 3 R R 3 3 (, 0 ) 0, ln ( 4) 8,

35 Z rovnice (45) se urí hodnota rezistoru R 3. Z pomru R /R 3 pak velikost rezistoru R a dále pi splnní podmínky (43) hodnota rezistoru R. Pomr proud SS / SS je dán pomrem ploch emitor obou tranzistor, tedy 4 :. t R SS ln, R3 R SS (47) t R SS R 3 ln, R SS (48) 0,06 R ln 604k ( 4) 3, Ω 3, R R 3 3 8,4 R R 8,4 3, ,4 66,349 kω. 3 Pro výpoet rezistoru R se využije ást rovnice (7) R R T ln( N ), (49) R R 3 R T ln( N ) R3 8,4 0,05875 ln(4) 66037,34 Ω 66,037 kω Výpoet výstupního erenního naptí je pak podle (7) BG R BE + R BE + T ln( N ), (50) R 3 k T, T 0, V, 9 q,6 0 6 k T C 0 0 BE ln 0,05875 ln 0, 655V 6 q S 0, BG 0,65 + 0,05875 ln( 4), 35 V

36 4.. Návrh operaního zesilovae Pro eliminaci zmny napájecího naptí a proud procházejících obma tranzistory bandgap buky, byl navržen jednoduchý jednostupový operaní zesilova, obr. 4.. Ten je složen z diferenního stupn s tranzistory Q, Q a z koncového stupn tvoeného tranzistorem Q 3. Diferenní stupe je zatížen aktivní zátží z proudového zrcadla s tranzistory Q 4 a Q 5. Zdroj proudu pro diferenní stupe je také tvoen proudovým zrcadlem s tranzistory Q 6, Q 7 a Q 8. Všechny tranzistory mají jednotkovou velikost emitorových ploch. Obr. 4. Operaní zesilova 4..3 Zdroj proudu Na obr. 4.3 je uvedeno schéma zdroje proudu pro operaní zesilova napové bandgap erence. Jedná se jednoduchý proudový zdroj se dvma tranzistory. Pro správnou innost tohoto proudového zdroje musí být oba tranzistory naprosto shodné. Výstupní proud zdroje se urí podle vztahu (47). Velikost výstupního proudu je zvolena 0 µa. Proudovým zrcadlem je generován proud, který tee do báze tranzistoru Q. Tranzistor Q se otevírá a roste jeho kolektorový ( C ) respektive emitorový proud ( E ). Proud ( C ) vytváí úbytek naptí R BE na rezistoru R. Po dosažení velikosti úbytku naptí na tomto rezistoru pibližn 0,65 V, se oteve tranzistor Q a zvýší se jeho kolektorový ( C ) respektive emitorový proud ( E ). Souasn však dojde k oderpání ásti bázového proudu tranzistoru Q

37 a tranzistor se již dále neotevírá a jeho kolektorový a emitorový proud dále neroste. To zpsobí, že tranzistor Q se již také nebude dále otevírat a nebude odebírat bázový proud tranzistoru Q. Nastává stabilní stav a proudový zdroj generuje výstupní proud 0, který je nezávislý na napájecím naptí. Obr. 4.3 Schéma zapojení proudového zdroje Výpoet obvodových prvk 0 R BE, (5) R BE, (5) 0 0,65 R 65 kω

38 4..4 Praktická realizace Na obr. 4.4 je uvedeno kompletní zapojení napové bandgap erence. Proudový zdroj dodává proud pro operaní zesilova. Výstup bandgap buky je zapojen na výstup operaního zesilovae, kde je pak odebíráno výstupní erenní naptí BG. Obr. 4.4 Schéma zapojení napové bandgap erence 4. Poítaové simulace Pro ovení správné innosti navrženého obvodu byl využit software OrCAD-Pspice 6.. K simulacím byly využity reálné modely tranzistor z [6] a u rezistor je uvažován teplotní koeficient TC 000 ppm/ o C. Hlavní simulací je stejnosmrná analýza obvodu, kterou se zjišuje chování výstupního naptí v závislosti na napájecím naptí v rozsahu 0 V až 0 V, pi teplot okolí 7 o C. Další simulací je teplotní analýza, kterou se zkoumá chování výstupního erenního naptí pi zmn teploty v rozsahu od -50 o C do 50 o C. Stejné nastavení je využito i pro ostatní simulace erenních zdroj

39 4.. Stejnosmrná analýza bandgap erenního zdroje Na obr. 4.5 je zobrazen výsledek stejnosmrné analýzy obvodu napové bandgap erence. Z grafu závislosti výstupního erenního naptí na napájecím naptí je zejmé, že v rozsahu napájecího naptí od,6 V do 0 V je výstupní naptí tém nezávislé na napájecím naptí. Pi napájecím naptí 5 V bylo zmeno výstupní naptí BG,345 V. Zmna výstupního naptí v rozsahu napájecího naptí od,6 V do 0 V byla zmena,6 mv, viz. Tab.. Nezávislost výstupního naptí od naptí napájecího rovného,6 V je možno vysvtlit úbytky naptí na obou tranzistorech proudového zdroje a rezistoru R, které jsou potebné pro plné otevení tranzistor tak, aby byla zajištna správná funkce obvodu. Obr. 4.5 Výsledek stejnosmrné analýzy výstupní erenní naptí Tab. mení zmny výstupního naptí nap. [V] BG [V] BG,6-0 [V] BG [%],6,345 3,345 5,345 0,00 0,035 7,344 0,344 Zmna naptí BG v rozsahu hodnot,6 až 0 V naptí napájecího BG,6 V 0 V,345,344 0, 00V,6 0. (53)

40 Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot 5,345 +,345 +,345 +,344 +,344 BG BGi, 3446 V 5 5 i. (54) Prmrná odchylka 5 BG BGi BG, (55) 5 i,345,3446 +,345,3446 +,345,3446 +,344,3446 +,344,3446 BG 5 0,00048V Relativní chyba BG 0,00048 δ 00 0,035 %. (56) BG,3446 BG Obr. 4.6 Výsledek stejnosmrné analýzy naptí BE

41 Porovnáním teoretické vypotené hodnoty výstupního erenního naptí BG,35 V a hodnoty urené pi simulaci BG,345 V se podailo dosáhnout pibližného výsledku. Na obr. 4.6, 4.7 a 4.8 jsou znázornny další výsledky simulací hodnot naptí BE, BE a proud a a v Tab. pak porovnání teoretických a simulovaných hodnot. Obr. 4.7 Výsledek stejnosmrné analýzy naptí BE Obr. 4.8 Výsledek stejnosmrné analýzy proudy a Tab. porovnání vypotených a simulovaných hodnot BEteor. [V] BEm. [V] BEteor. [V] [V] BEm. BGteor. [V] BGm. [V] 0,655 0,655 0,035 0,037,35,

42 4.. Teplotní analýza Na obr. 4.9 je znázornn výsledek teplotní analýzy obvodu napové bandgap erence v rozsahu teplot -50 o C až 50 o C. Prvotním zkoumáním prbhu závislosti výstupního naptí na teplot je zejmé, že erence vykazuje celkový kladný teplotní koeficient. V Tab. 3 jsou uvedeny simulované hodnoty výstupního naptí v závislosti na teplot. Obr. 4.9 Výsledek teplotní analýzy Tab. 3 mení zmny výstupního naptí T [ o C] BG [V] BG [V] BG [%] -50,304 50,393 0,089 3,99 Zmna výstupního naptí pi zmn teploty v rozsahu od -50 do 50 o C BG,393,304 0, 089 V. (57) Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot,304 +,393 BG BGi, 3485V. i - 4 -

43 Prmrná odchylka,304,3485 +,393,3485 BG BGi BG 0, 0445V. i Relativní chyba BG 0,0445 δ 00 3,99 %. BG,3485 BG Výpoet teplotního koeficientu BG 0, o TC 3,3 0 / C, (58) T, ( 50) TC BG T BG 00 3,3 0 4 % 00 BG TC BG ppm , ppm/ T BG o 0,033 %/ C, (59) C. (60) o 4..3 Vyhodnocení analýz Zhodnocením výsledk stejnosmrné analýzy navrženého obvodu je možné konstatovat, že se podailo dosáhnout erenního naptí v rozsahu napájecího naptí,6 V 0 V, které je nezávislé na napájecím naptí. Referenní naptí pi napájecím naptí 5 V je BG,345 V. Teplotní analýzou bylo zjištno, že erence vykazuje celkový kladný teplotní koeficient. Zmna erenního naptí v rozsahu -50 až 50 o C byla zmena BG 89, mv. Z namených hodnot pak byl uren celkový teplotní koeficient erence TC 33 ppm/ o C. Z tchto zjištných hodnot je zejmé, že erence vykazuje vtší teplotní závislost. Kvalitní bandgap erence mají teplotní koeficient v ád desítek ppm/ o C. Z tohoto dvodu byly provedeny další experimentální práce viz. kapitola 4..4., pro eliminaci teplotního koeficientu na minimum

44 4..4 Eliminace vlivu teploty na výstupní erenní naptí Analýza byla zamena na poítaové simulace, kdy bylo provedeno rozmítání hodnoty rezistoru R buky bandgap. Hodnoty rezistoru byly voleny v rozsahu od 66 k do 88 k s krokem k. Poátení hodnota byla urena výpotem, který je uveden v kapitole 4.. a koncová hodnota rezistoru byla zvolena experimentáln. Pi hodnotách odporu vyšších jak 88 k, zaíná erence vykazovat celkový záporný koeficient. Na obr. 4.7 jsou znázornny jednotlivé prbhy výstupního erenního naptí na teplot v závislosti na zmn hodnoty rezistoru R. Obr. 4.0 Výsledek teplotní (parametrické) analýzy s rozmítáním hodnoty odporu rezistoru R Obr. 4. Detail výsledku teplotních analýz Vyhodnocením výsledk analýzy bylo zjištno, že nejmenší zmny erenního naptí pi souasné zmn teploty, jsou pi hodnotách rezistoru R od 83 k do 88 k, kdy erence vykazuje teplotní koeficient v desítkách ppm/ o C. Na obr. 4. jsou znázornny detailní prbhy pi tchto hodnotách

45 V tab. 3 jsou uvedeny simulované hodnoty pi rozmítání hodnoty odporu rezistoru R a výpoet teplotního koeficientu TC v jednotkách ppm/ o C. Z tchto získaných hodnot je zejmé, že nejmenší teplotní koeficient vykazuje napová erence pi hodnot R 86 k. Výstupní naptí BG je tém teplotn nezávislé, nebo jeho velikost se blíží potenciálu šíky zakázaného pásma kemíku. Tab. 3 mení zmny erenního naptí a výpoet teplotního koeficientu. R [k] BG50 [V] BG-50 [V] BG [V] T [ o C] TC [ppm/ o C] 83,30,6 0,03 56,50 84,, 0,009 39,66 85,,07 0,005, ,04,0 0,00 6,50 87,95,98-0,00-0,000 88,87,93-0,006-6,50 Obr. 4. Detailní prbh teplotní charakteristiky pi R 86 k

46 5 Návrh proudového bootstrap erenního zdroje Pro návrh proudové bootstrap erence bylo využito základní zapojení uvedené na obr. 3.5 v kapitole 3.3, kde je také uveden struný rozbor tohoto zapojení a základní výpoetní vztahy. Pro praktický návrh byla zvolena hodnota erenního proudu 0 A a technologie CMOS. Aby obvod správn pracoval, je nutné jej doplnit startovacím obvodem, který má za úkol nastavit správný pracovní bod. Na obr. 5. [3], je zobrazeno základní schema proudové bootstrap erence. 5. Rozbor obvodového ešení Pro praktický výpoet byla zvolena na tranzistoru M hodnota naptí GS, V. Hodnoty prahových naptí byly voleny podle použitých model, pro tranzistory NMOS TH 0,76 V a pro tranzistory PMOS TH - V. Technologický initel pro tranzistory NMOS, K P 0,9.0-4 A/V a pro tranzistory PMOS K P 3,3.0-5 A/V. Délka kanálu byla u všech tranzistor zvolena shodn 5 m. Pro výpoet byly použity vztahy (35) a (36) uvedené v kapitole 3.3. Obr. 5. Základní schéma proudové bootstrap erence [3]

47 Základní zapojení proudové bootstrap erence tvoí zjednodušené Wilsonovo proudové zrcadlo složené z tranzistor M a M a rezistoru R. Rezistor R nahrazuje tranzistor v diodovém zapojení a pomocí nj je nastaven erenní proud a naptí GS (36). Toto zjednodušené proudové zrcadlo je dále doplnno tranzistory M 3, M 4 a M 5, které zrcadlí erenní proud rezistorem R. Na kolektoru tranzistoru M 5 je výstupní proud. Startovací obvod, který nastaví obvod do správného pracovního bodu, je Widlarovo proudové zrcadlo v provedení CMOS, blíže kapitola 3.., obr. 3.4 nebo [4]. Pro lepší stabilizaci výstupního proudu byly k základnímu obvodu doplnny další prvky. Bylo pidáno proudové zrcadlo se temi tranzistory (M 0, M, M ), které zárove tvoí zátž pro diferenní stupe (M 3, M 4 ) a koncový stupe (M 7 ). Tranzistor M 5 je záporná zptná vazba, viz. obr. 5.. Proudové zrcadlo tvoené tranzistory PMOS dodává proud pro diferenní stupe a pro koncový stupe. Výstupní erenní proud je odebírán na kolektoru tranzistoru M 7. Pesnost proudu je dána pesností prahového naptí TH a rezistoru R. Teplotní závislost zapojení je dána teplotním koeficientem prahového naptí (-3000 ppm/ o C) a teplotním koeficientem rezistoru R (000 ppm/ o C). Obr. 5. Celkové schéma proudové bootstrap erence Výpoet velikosti rezistoru GS R, (6) GS, R 0 kω. (6)

48 Výpoet velikosti tranzistoru M GS THN + > β β 03,305 0 A/ V, (63) ( GS THN ) (, 0,76) W β K P, (64) L W β L 03,305 5 β K P > W 5,739 µ m. L K 90 P Výpoet velikosti tranzistor proudového zrcadla β 4,3 0 A / V, (65) ( GS THN ) (, ( ) ) W β L 4,3 5 6,6 µ m. (66) K 33 P Velikosti všech tí tranzistor startovacího obvodu byly zvoleny shodn jako ostatní tranzistory. Tento obvod se využívá pouze k nastavení do správného pracovního bodu a dále již pak výsledné chování proudové erence nijak neovlivuje. Z toho dvodu není nutné volit jiné rozmry tranzistor. 5. Poítaové simulace 5.. Stejnosmrná analýza Na obr. 5.3 je zobrazen výsledek stejnosmrné analýzy obvodu, tedy závislost výstupního erenního proudu na napájecím naptí. ervený prbh znázoruje prbh proudu rezistorem R a zelený prbh znázoruje výstupní erenní proud

49 Vyhodnocením simulovaného prbhu bylo zjištno, že výstupní erenní proud se ustálí pibližn pi napájecím naptí 4 V a až do hodnoty 8 V napájecího naptí je zejmá velmi mírná závislost. V tomto rozsahu bylo provedeno odetení výstupního erenního proudu (odeteno na zeleném prbhu). Od hodnoty 8 V je vidt zvyšující se závislost na napájecím naptí. Zmené hodnoty rozdílu výstupního proudu jsou uvedeny v Tab. 4. Obr. 5.3 Výsledek stejnosmrné analýzy proudové bootstrap erence Tab. 4 mení zmny výstupního proudu nap. [V]. [µa]. [µa]. [%] 4 9, ,00 6 0,08 0,356,00 7 0,54 8 0,44 0,44 9,888 0,356 A. (67). 8V 4V µ Zmna výstupního erenního proudu v uvedeném rozsahu je 0,356 µa. Pi napájecím naptí 5 V má erenní zdroj hodnotu výstupního proudu 0,0 µa. Výpoet relativní chyby výstupního proudu Aritmetický prmr namených hodnot 5 9, ,0+ 0,08+ 0,54 + 0,44 i 0,0754 µ 5 i 5 A. (68)

50 Prmrná odchylka 5, (69) i 5 i 5 i 0,0 µ 5 i Relativní chyba A. 0,0 δ 00,00 %. (70) 0, Teplotní analýza Touto analýzou byla zkoumána zmna výstupního erenního proudu obvodu v závislosti na zmn teploty. Na obr. 5.4 je znázornn prbh této závislosti pi uvažování ideálního rezistoru R, (teplotní koeficient je nulový) a na obr. 5.5 je pak prbh pi uvažování teplotního koeficientu rezistoru R. ervená barva znázoruje prbh proudu pes rezistor R a zelený prbh znázoruje výstupní erenní proud. Obr. 5.4 Výsledek teplotní analýzy proudové bootstrap erence s ideálními rezistory

51 Vyhodnocení teplotního chování obvodu bylo provedeno na charakteristice pi uvažování reálného teplotního koeficientu rezistoru R, pro danou technologii (TC R 000 ppm/ o C), nebo v praxi není možné použít ideální rezistor. Mení bylo provedeno na zeleném prbhu. Obr. 5.5 Výsledek teplotní analýzy proudové bootstrap erence pi uvažování teplotního koeficientu rezistoru 000 ppm/ o C Tab. 5 mení zmny výstupního proudu T [ o C] výst. [µa] výst. [µa] [%] -50, ,48-4,60 3,55 výst,093 7,48 4,60 µ A. (7) Výpoet relativní chyby výstupního proudu Aritmetický prmr namených hodnot,093 7,48 i 9,787 µ i Prmrná odchylka + A. (7),093 9, ,48 9,787 i,305 µ A. (73) i Relativní chyba,305 δ 00 3,55 %. (74) 9,

52 Ze simulovaných a vypotených hodnot, zmny výstupního proudu v závislosti na teplot, je vidt, že obvod vykazuje celkov záporný teplotní koeficient a velkou teplotní závislost v rozsahu od -50 o C do 50 o C. Výpoet teplotního koeficientu TC C 6. 4, o, T ( 50), (75) TC T. 00, % 00 o 0,30 %/ C, (76) TC ppm T , ,050 ppm/ C. (77) o 5..3 Vyhodnocení analýz Na obr. 5.3, 5.4 a 5.5 jsou zobrazeny poítaové simulace stejnosmrné a teplotní analýzy obvodu proudové erence. Zhodnocením výsledk získaných simulacemi pi napájecím naptí DD 5 V, a teplot 300 K je výstupní proud erence 0,0 µa. Pi zkoumání vlivu zmny napájecího naptí na výstupní proud je zjištno, že ást charakteristiky, v rozsahu zmny napájecího naptí od 4 V do 8 V vykazuje velmi mírnou závislost na napájecím naptí. Teplotní analýzou obvodu je zjištn, v rozsahu zmny teploty od -50 o C do 50 o C, celkový záporný teplotní koeficient s hodnotou -305 ppm/ o C. Další úpravou zapojení se nepodailo teplotní závislost eliminovat na minimum i s ohledem na použití omezené verze software OrCAD-Pspice 6., která již nedovolila další rozšíení obvodu

53 6 Návrh erenního zdroje generujícího dv naptí V této kapitole je popsán návrh napové erence, která generuje dv rzná naptí. Obvod je možné využít pro zaízení vyžadující více erenních naptí. Napájecí naptí bylo zvoleno DD 5 V. 6. Rozbor obvodového ešení Základem zapojení je americký proudový zdroj, který generuje teplotn nezávislý proud 0 µa. Na obr. 6. je uvedeno zapojení tohoto proudového zdroje. Výpoet obvodových prvk je uveden níže. Na obr. 6. je uvedeno celkové schéma napové erence. Výstupní proud z amerického proudového zdroje je stabilizován proudovým zrcadlem s tranzistory PNP, který pak dále tee pes dva rezistory a dva tranzistory v diodovém zapojení. Na rezistorech vznikají úbytky naptí, které v soutu s naptím BE obou tranzistor vytváí požadované erenní naptí. Obr. 6. Schéma proudového zdroje

54 Výpoet obvodových prvk proudového zdroje + + +, (78) BE3 BE BE BE BE 4 T T i 0 i ln + T ln R 0 T ln T ln, (79) SS N SS SS SS 0 0 ln + R 0 T ln, (80) N SS SS 0 0 R 0 T ln T ln, (8) SS N SS R ln N ln ( N ) BE 0 SS 0 T T SS, (8) 0 ( N ) 0,06 ln( 4) T ln R 3,604 kω, (83) CC BE BE3 BE 5 0,036 0,65 0,65 R 36,64 kω. (84)

55 Obr. 6. Schéma zapojení napové erence Velikost erenních naptí se urí podle rovnic (85) a (86). Pro dosažení nulového teplotního koeficientu musí být první derivace rovnice (85) a (86) rovna nule. Po dosazení za proud 0 se rovnice derivují a položí rovny nule. Po úprav rovnic se vypoítají velikosti rezistor R 3 a R 4. Velikost naptí byla zvolena jako dvojnásobek velikosti naptí. Z toho dvodu velikosti odporu obou rezistor R 3 a R 4 budou shodné. Níže je uveden výpoet hodnoty rezistoru R 3. R +, (85) 0 3 BE8 R + + R +, (86) 0 3 BE7 0 4 BE8 ln ( N ) T R3 + R BE, (87) d dt R R 3 k d BE ln( N ) + 0, (88) q dt

56 R R 3 k q ln ( N ) d dt BE, (89) R R 3 d BE dt k ln q (, 0 3,38 0 9, ( N ) ln( 4) ) 8,4, (90) R3 3 K R3 K R 8,4 3,6 0 66, 3 kω. (9) R Zptným dosazením do rovnic (65) a (66) se vypoítají velikosti erenních naptí. 6 0 R3 + BE ,65, 3V, R + + R +, 0 3 BE BE , ,65, 6 V. 6. Poítaové simulace 6.. Stejnosmrná analýza Na obr. 6.3 je výsledek stejnosmrné analýzy obvodu. Z charakteristiky je zejmá vtší závislost na napájecím naptí, což je dáno mén stabilním výstupním proudem z amerického proudového zdroje, jak je vidt na obr

57 Obr. 6.3 Výsledek stejnosmrné analýzy obvodu Obr. 6.4 Výsledek stejnosmrné analýzy výstupního proudu amerického proudového zdroje Tento stav nelze považovat za napov nezávislý proud. Z dvodu zlepšení stabilizace výstupního proudu byla provedena parametrická analýza, rozmítání hodnoty rezistoru R proudového zdroje. Hodnoty rezistoru R byly zadány v rozsahu od 36 k do 600 k s krokem 50 k. Z charakteristik parametrické analýzy výstupního proudu je vidt, že pi zvýšení hodnoty rezistoru R je výstupní proud stabilnjší. Na obr. 6.6 je také vidt, že i ob erenní naptí jsou stabilnjší

58 Obr. 6.5 Výsledek parametrické analýzy výstupního proudu se zmnou hodnoty rezistoru R Obr. 6.6 Výsledek stejnosmrné analýzy výstupních erenních naptí Tab. 6 mení zmny výstupního naptí nap. [V] [V] [V] [%] 3,63 4,74 5,8 6,87 0,04 0,893 7,9 8,97 9,30 0,306 Zmna výstupního erenního naptí v rozsahu 3 V až 0 V naptí napájecího,306,63 0, V. (9) 0V 3V

59 Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot 8 0, i, V. (93) 8 8 i Prmrná odchylka 8 i 8 i, (94) 0,09 0, 05V. 8 Relativní chyba 0,05 δ 00 0,893 %. (95),877 Tab. 7 mení zmny výstupního naptí nap. [V] [V] [V] [%] 3,57 4,549 5,563 6,575 0,085 0,887 7,585 8,595 9,604 0,63 Zmna výstupního erenního naptí v rozsahu 3 V až 0 V naptí napájecího,63,57 0, V. (96) 0V 3V 085 Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot 8 0,6 576 i, V. (97) 8 8 i

60 Prmrná odchylka 8 i 8 i, (98) 0,83 0, 08V. 8 Relativní chyba 0,08 δ 00 0,887 %. (99), Teplotní analýzy Teplotní analýzou byla ovena zmna obou erenních naptí pi zmn teploty v rozsahu od -50 o C do 50 o C. Obr. 6.7 Výsledek teplotní analýzy naptí Tab. 8 mení zmny výstupního naptí T [ o C] [V] [V] [%] -50,56 50,30 0,053,04 Zmna výstupního erenního naptí v rozsahu teplot -50 až 50 o C,3,563 0, 053V. (00)

61 Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot,56 +,3 83 i, V i. (0) Prmrná odchylka,56,83 +,3,83 i 0, 07 V. (0) i Relativní chyba 0,07 δ 00,04 %. (03),83 Výpoet teplotního koeficientu 0, o TC,049 C, (04) T,3 50 ( 50) TC T o 00, % 00 0,00 %/ C, (05) TC T ppm , ppm/ C. (06) o - 6 -

62 Obr. 6.8 Výsledek teplotní analýzy naptí Tab. 9 mení zmny výstupního naptí T [ o C] [V] [V] [%] -50,5 50,60 0,07,04 Zmna výstupního erenního naptí v rozsahu teplot -50 až 50 o C,60,5 0, 07 V. (07) Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot,5 +,6 566 i, V i. (08) Prmrná odchylka,5,566 +,6,566 i 0, 054 V. (09) i Relativní chyba 0,054 δ 00,04 %. (0),

63 Výpoet teplotního koeficientu 0, o TC,07 C, () T,6 50 ( 50) TC TC T o 00, % 00 0,00 %/ T ppm , C, () 0 ppm/ C. (3) o Ob výstupní erenní naptí vykazují celkov kladný teplotní koeficient v hodnotách 00 ppm/ o C. Kvalitní erenní zdroje mají teplotní koeficient v desítkách ppm/ o C. Z tohoto dvodu byly provedeny úpravy v obvodu, které vylepšují teplotní chování obvodu

64 Obr. 6.9 Celkové schéma obvodu Obvod byl doplnn o diferenní stupe tvoený tranzistory Q 6 a Q 7 a koncový stupe s tranzistorem Q 8. Báze tranzistoru Q 6 je zapojena na erenní naptí, které je dáno naptím BE tranzistoru Q 0. Báze tranzistoru Q 7 je zapojena na výstup koncového stupn a vytváí zápornou zptnou vazbu. Proudový zdroj pro diferenní stupe je složen z tranzistor Q, Q a Q 3. Tranzistory Q 4 a Q 5 jsou zátží diferenního stupn

65 Obr. 6.0 Výsledek stejnosmrné analýzy naptí a Simulací bylo zjištno, že u stejnosmrné analýzy došlo k poklesu výstupních naptí na hodnoty,9 V respektive,439 V, pi 5 V naptí napájecího, ale ke zlepšení teplotního chování obvodu. Obr. 6. Výsledek teplotní analýzy naptí Tab. mení zmny výstupního naptí T [ o C] [V] [V] [%] -50,06 50,8 0,0 0,495,8,06 0, 0V. (4)

66 Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot,06 +,8 i, V i. (5) Prmrná odchylka,06, +,8, i 6 0 i Relativní chyba 3 V. (6) δ 00 0,495 %. (7), Výpoet teplotního koeficientu 0,0 0 5 o TC 4,958 C, (8) T, 50 ( 50) TC 5 o 00 4, , C, T % %/ (9) TC T ppm , ,580 ppm/ C. (0) o

67 Obr. 6. Výsledek teplotní analýzy naptí Tab. 3 mení zmny výstupního naptí T [ o C] [V] [V] [%] -50,4 50,436 0,03 0,495,4,436 0, 03 V. () Výpoet relativní chyby výstupního naptí Aritmetický prmr namených hodnot,4 +, i, V i. () Prmrná odchylka,4,44 +,436,44 i 0, 0 V. (3) i Relativní chyba 0,0 δ 00 0,495 %. (4),

68 Výpoet teplotního koeficientu 0, o TC 4,979 C, (5) T,4 50 ( 50) TC 5 o 00 4, , C, (6) T % %/ TC T ppm , ,790 ppm/ C. (7) o 6..3 Vyhodnocení analýz Vyhodnocením výsledk provedených analýz obvodu napové erence generující dv naptí byly zjištny následující hodnoty. Výstupní naptí a v rozsahu od 3 V do 0 V naptí napájecího, jsou mírn závislé na napájecím naptí. Pi 5 V naptí napájecího je,9 V respektive,439 V. Zmna obou naptí v uvedeném rozsahu je zjištna 0,04 V a 0,085 V. obou erenních naptí byl dosažen v rozsahu teplot -50 o C až 50 o C celkov kladný teplotní koeficient v desítkách ppm, TC R 49,58 ppm/ o C a TC R 49,79 ppm/ o C. Ze získaných výsledk lze konstatovat, že se podailo navrhnout celkov stabilní erenní zdroj generující dv naptí. Obvod lze využít napíklad pro zaízení, která ke své innosti vyžadují více stabilních erenních naptí