Vlastnosti a modelování aditivního

Transkript

1 Vlastnosti a modelování aditivního bílého šumu s normálním rozdělením kacmarp@fel.cvut.cz verze: Bílý šum s normálním rozdělením V této kapitole se budeme zabývat reálným gaussovským šumem n(t), připomeneme jeho vlastnosti a popíšeme způsob, jak ho lze modelovat v numerických simulacích. Komplexní reprezentací (komplexní obálkou) ñ(t) šumu n(t) se budeme zabývat v kap. 3. Bílý šum (šum s bílým spektrem) je často používaná aproximace širokopásmového šumu, který má konstantní spektrální výkonovou hustotu v uvažované šířce zpracování signálu. Připomeňme, že bělost šumu n(t) neimplikuje žádné rozložení hustoty pravděpodobnosti, tj. bílý šum nemusí mít nutně normální (gaussovské) rozložení. Předpokládejme, že spektrální výkonová hustota bílého šumu n(t) nabývá pro všechny (úhlové) kmitočty hodnoty /, tedy To odpovídá korelační funkci C n(t) (ω) =. (1) R n(t) (τ) = FT 1 {C n(t) (ω)} = δ(τ). () Uvedená vlastnost říká, že hodnoty n(t 1 ) a n(t ) jsou nekorelované pro libovolně malý interval τ = t t 1. Reálně signál s takovými vlastnostmi nemůže existovat, nebot pro libovolný fixní čas t 1 má náhodná veličina n(t 1 ) nekonečný rozptyl: var{n(t 1 )} = R n(t) (τ). Dále, výkon signálu se spektrální výkonovou hustotou dle (1) je τ=0 nekonečný nebot platí: P = 1 π Pásmově omezený bílý šum C n(t)(ω)dω. Pásmově omezený bílý šum pásmově omezený na (jednostrannou) šířku pásma B představuje reálně interpretovatelnou aproximaci širokopásmového šumu. Spektrální a korelační vlastnosti jsou C n(t) (ω) = { N0 pro ω ( πb, πb), 0 jinde, (3) 1

2 C n(t) (ω) C n[k] (Ω) f sa ω sa ω sa π ωsa 0 ω sa π ω π π Ω Obr. 1: Spektrální výkonová hustota pásmově omezeného šumu a spektrální výkonová hustota jeho vzorků. Výkon (rozptyl) takového signálu pak je R n(t) (τ) = B Sa(πBτ). (4) P = var{n(t)} = B. (5) Nastavení rozptylu šumového generátoru Při úloze simulace algoritmů zpracování signálu stojíme před problémem, jak nastavit hodnotu rozptylu šumového generátoru σ, aby generovaný náhodný signál správně representoval chování systému za přítomnosti aditivního bílého šumu s požadovanou oboustrannou spektrální výkonovou hustotou C n(t) (ω) =. Simulaci systému provádíme zpravidla v diskrétním čase se vzorkovacím (úhlovým) kmitočtem ω sa. Předpokládáme tedy, že spektra všech uvažovaných signálů lze zanedbat (jsou nulové) pro ω > ω sa /. Stejná podmínka musí platit i pro šumový signál n(t). Pokud budeme bílý šum aproximovat pásmově omezeným šumem s konstantní spektrální hustotou na intervalu ω < ω sa /, chování systému se z pohledu zpracování signálu nezmění. Pásmovým omezením bílého šumu získáme fyzikálně existující signál (s konečným výkonem), který lze vzorkovat s ω sa. Pásmově omezený šum n(t) má autokorelační funkci R n (τ) = ωsa π Sa ( ω saτ ) = N fsa 0 Sa(πf sa τ). Vzorkováním šumu n(t) na násobcích 1/f sa, získáme nekorelované vzorky šumu n[k] = n(k 1 f sa ), autokorelační funkce vzorku N n[k] je R n[k] [m] = f 0 N sa δ[m]. Rozptyl vzorků šumu je var{n[k]} = R[0] = f 0 sa (a to je zároveň i výkon diskrétního signálu n[k]). Tuto hodnotu je pak potřeba použít při nastavení rozptylu šumového generátoru. Platí, že výkon spojitého signálu je číselně roven výkonu jeho vzorků (za předpokladu dodržení vzorkovací podmínky). Proto i výkon pásmově omezeného šumu na intervalu ω < ω sa / je roven výkonu vzorků n[k] generovaných s rozptylem σ = ωsa π = N f 0 sa. Spektrální hustota pásmově omezeného šumu a spektrální hustota jeho vzorků je znázorněna na obr. 1.

3 Implementace v programu MATLAB Funkce randn(m,n) generuje matici rozměru m n. Prvky matice jsou náhodné nekorelované hodnoty s normálním rozdělením s µ = 0 a σ = 1. Pro generování vzorků pásmově omezeného bílého gaussovského šumu se zadanou spektrální výkonovou hustotou / je potřeba ale zajistit rozptyl s požadovanou hodnotou σ = ωsa π = f sa. Pokud má náhodná veličina X střední hodnotu µ X = 0 a rozptyl σx = 1, pak náhodná veličina Y s µ Y a σy se získá transformací Y = σ Y X + µ Y. (6) Konkrétně: 100 vzorků bílého gaussovského šumu s rozptylem (a tedy i výkonem) 10 se získá: noise=sqrt(10)*randn(1,100); Komplexní obálka V této části připomeneme základní vztahy mezi reálným pásmovým signálem (BP band pass) a jeho komplexní reprezentací (komplexní obálkou, CE complex envelope). Zde uvedená definice komplexní obálky a způsob značení vychází ze [1]. 1 Spektrum komplexní obálky S(ω) se ze spektra pásmového signálu S(ω) získá jako S(ω) = Us(ω ω 0 )S(ω ω 0 ). (7) Časový průběh komplexní obálky s(t) lze pak filtrační metodou z pásmového signálu s(t) získat dle vztahu s(t) = [s(t) exp( jω 0 t)] DP. (8) Komplexní obálka lze rovněž zapsat pomocí dvojice reálných nízkofrekvenčních signálů, a to bud pomocí soufázové s I (t) a kvadraturní s Q (t) složky nebo pomocí obálky s(t) a fáze arg{ s(t)} s(t) = s I (t) + js Q (t) = s(t) exp(j arg{ s(t)}) (9) Pásmový signál s(t) lze z komplexní obálky získat vztahem s(t) = Re{ s(t) exp(jω 0 t)}. (10) 1 V literatuře se používají i jiné definiční vztahy (navzájem se liší násobnou konstantou). Pozor rovněž na značení. Explicitní označení komplexní obálky vlnovkou nad symbolem signálu či spektra není v literatuře jednotně dodržován. Někdy se vlnovkou označuje pásmový signál a komplexní obálka se explicitně neoznačuje. Volba je na autorovi textu: obvykle, pokud většina vzorců a odvození v textu je napsána pro komplexní obálku, bylo by její explicitní značení vlnovkou z pohledu psaní textu pracné a proto je vhodnější v tomto případě označit vlnovkou pásmový signál. 3

4 Uved me dále, že výkon komplexní obálky je číselně větší než výkon pásmového signálu, tedy P s = P s. Pro komplexní obálku s(t) obecného stacionárního signálu (v širším smyslu) s(t) (nemusí se nutně jednat o pásmový signál) lze odvodit následující souvislosti mezi PSD jednotlivých signálů, viz např. [] C s (ω) = 4C s (ω + ω 0 ) Us(ω + ω 0 ), (11) C si (ω) = C sq (ω) = C s (ω + ω 0 ) Us(ω + ω 0 ) + C s (ω ω 0 ) Us( (ω ω 0 )), (1) ( ( ) ( ) ( ) ( C si s Q (ω) = j C s ω + ω0 Us ω + ω0 Cs ω ω0 Us (ω ω0 ) )). (13) 3 Komplexní obálka AWGN V této kapitole jsou shrnuty vlastnosti reálného pásmově omezeného gaussovského šumu n(t) a jemu odpovídající komplexní reprezentace (komplexní obálky) ñ(t). Definiční vztah komplexní obálky odpovídá popisu z kap.. Pásmově omezený bílý gaussovský šum okolo nosného kmitočtu ω 0 označíme n(t), jeho spektrální výkonovou hustotu C n (ω), viz obr. a). Pro charakteristiky n(t) platí (protože signál n(t) je striktně ergodický, jsou uvedené pravděpodobnostní charakteristiky shodné s charakteristikami časovými) E{n(t)} = 0, (14) R n (τ) = E{n(t) n(t + τ)} = B IF cos(ω 0 τ) Sa(πB IF τ). (15) Speciálně pro výkon (rozptyl) n(t) platí P n = var{n(t)} = R n (0) = σ n = B IF. (16) Komplexní obálku ñ(t) pásmově omezeného šumu n(t) lze vyjádřit pomocí soufázové a kvadraturní složky ñ(t) = n I (t) + jn Q (t). (17) Signály n I (t) a n Q (t) jsou striktně ergodické vzájemně nezávislé (důsledek vztahu 13) s normálním rozdělením a se spektrální výkonovou hustotou dle obr. b) (vychází ze vztahu 1). Pro charakteristiky soufázové a kvadraturní složky platí E{n I (t)} = E{n Q (t)} = 0, (18) E{n I (t) n Q (t + τ)} = 0 pro τ, (19) R ni (τ) = R nq (τ) = E{n I (t) n I (t + τ)} = B IF Sa(πB IF τ), (0) P ni = P nq = var{n I (t)} = var{n Q (t)} = B IF, (1) Pñ = P ni + P nq = B IF. () 4

5 C ni(t)(ω) = = C nq(t)(ω) C n (ω) ω 0 ω 0 0 ω 0 ω πb IF πb IF πb IF a) b) Obr. : PSD pásmově omezeného bílého šumu n(t) a jeho reprezentace komplexní obálkou ñ(t) = n I (t) + jn Q (t). C ni (ω) = C nq (ω) = Cñ(ω) = { { pro ω < π B IF, 0 jinde, 0 jinde. pro ω < π B IF, (3) (4) Pásmově omezený bílý šum n(t) na nosném kmitočtu ω 0 lze použitím vztahu (10) alternativně zapsat ve tvaru n(t) = n I (t) cos(ω 0 t) n Q (t) sin(ω 0 t). (5) Příklad: Signál dig. modulace necht má výkon C =.0 W. Vygenerujte vzorky komplexní obálky AWGN tak, aby výsledný signál měl poměr C/ = 53 db-hz (pozor, jedná se o poměr výkonu užitečného signálu C ku spektrální výkonové hustotě šumu ). Uvažujte f sa = 66.7 khz. Výpočet: ( ( ) [C/ ] db = 10 log C 10 ), z toho: C = 10 [C/] /10 db = 10 53/10. N0 = 00 khz. Pro PSD ( ) šumu dostaneme = C/ C =.0/ = W/Hz. Výkon soufázové a N0 kvadraturní složky šumu je f sa = = W. Tato hodnota je zároveň i rozptylem těchto složek a použijeme ji pro nastavení šumového generátoru. 5

6 Implementace v MATLABu: N=1000; % delka signalu C=.0; % vykon [W] C_No_dB = 53; % [db-hz] fsa=66.7; % [Hz] % C_No=10^(C_No_dB/10); No=C/C_No; PnI=No*fsa; % vykon/rozptyl soufazove (relane) casti AWGN ni=sqrt(pni)*randn(1,n); % realna cast AWGN nq=sqrt(pni)*randn(1,n); % imaginarni cast AWGN nce=ni+1j*nq; % komplexni obalka AWGN Literatura [1] Hrdina, Z.; Vejražka, F.: Signály a soustavy. [Skriptum]. ČVUT, Praha [] Sýkora, J.: Digitální rádiová komunikace II. [Skriptum]. ČVUT, Praha