Číslicové zpracováí sigálů - spojité a diskrétí sigály f (t) f (t) k 6 5 4 3 t 2 t Obr. Sigál spojitý a kvatovaý f -T 7 6 5 4 3 2 f (t) T 2T 3T 4T 5T 6T 7T 8T Obr.2 Diskrétí sigál t -3-2 - 2 3 4 5 6 Obr.4 Vyjádřeí sigálu posloupostí impulzů { } = =. δ +. δ +. δ +! +. δ 3 + 3 + 2 2 7 7 7 F(j ω) ω F *(j ω) 2π/T Obr.3 Spektrum aalogového a impulzího sigálu 2π/T ω
δ h - 2 3 2 3 4 5 6 δ δ - 2 3 2 3 4 5 6 h δ - δ - DS y - 2 3 2 3 4 5 6 h 2 δ -2 2 δ -2-2 3 2 3 4 5 6 y - 2 3 2 3 4 Obr.5 Odvozeí odezvy diskrétí soustavy 5 6 y = D i i D[ i i] i h i hi i i hi. δ i = = = =. δ.. * = = D d je impulzí odezva soustavy a jedotkový impulz δ. Rovice (3) kde h [ ] představuje diskrétí kovoluci vstupího sigálu s impulzí odezvou.
Stabilita soustavy y = h. < h < i i Kmitočtová charakteristika diskrétí soustavy j ( i) T j T j it j T i.. i. ( ). ( ) y = h e = e h e = H jω e H jω = h. e ω ω ω ω jω it i Důležité vlastosti pro ávrh číslicových filtrů - periodičost kmitočtové charakteristiky s periodou 2π T - Hjω ( ) lze vyjádřit Fourierovou řadou Použití Z - trasformace k popisu diskrétí soustavy Systémovou fukce H(z) získáme Z-trasformací impulzí odezvy a je dáa podílem obrazu výstupí poslouposti Yz () Hz () = = Z{ h} = h. z X() z = H j H(z) pro z e j ω ω = = T. S kmitočtovou charakteristiku svázáa vztahem ( ) M i M ( zi z ) i ai. z A.. Yz ( ) Hz ( ) = = L = X( z) i b. z i L ( pi. z ) Diferečí rovici diskrétí soustavy ( bo = ) M y = a. b. y i i Prví suma - tzv. klouzavý průměr (váhovaý průměr) Druhá suma - tzv. autoregresí čle, který určuje rychlost odezvy a rozhoduje tudíž o stabilitě soustavy. K realizaci diskrétí soustavy potřebujeme tři základí stavebí prvky sčítačky ásobičky obvody realizující zpožděí. L i i w w + y b b. - z y
.4. Základí vyjádřeí přeosové fukce Přeosovou fukci H(z) můžeme realizovat růzými strukturami diskrétích (číslicových) soustav, které ačkoliv realizují stejou přeosovou fukci liší se od sebe v kokrétí realizaci ěkterými vlastostmi jako je citlivost a změu polohy ulových bodů a pólů H(z), vhodostí pro realizaci sigálovými procesory, možostí přetečeí při aritmetických operacích, atd. Základí děleí můžeme provést podle vlastostí impulzí odezvy: Soustavy s ekoečou impulzí odezvou (Ifiite Impuls Respos - IIR) M y = a. b. y i i i L i Soustavy s koečou impulzí odezvou (Fiite Impuls Respos - FIR), které emají v oblasti aalogových obvodů svůj ekvivalet. (9) y M = a. i i () 2. Diskrétí soustavy s ekoečou impulzí odezvou Diferečí rovici (9) lze v souladu se zavedeými začkami realizovat obvodem z obr.8 tzv. prví kaoickou ( přímou ) formou. Forma se skládá ze dvou samostatých částí, které odpovídají sumám v diferečí rovici sčítající starší vzorky vstupího i výstupího sigálu. Volbou vhodé struktury lze sížit ěkteré z ásledujících parametrů:!"počet ásobeí kostatou (zvýšit opakovací kmitočet)!"počet utých zpožděí (sížit ároky a paměťové registry)!"citlivost filtru a koečou přesost koeficietů Jedou z forem sižující paměťové ároky je tzv. druhá kaoická forma zobrazeá a obr.9 jejiž systémovou fukci získáme jako souči fukcí - - z z z - a a a 2 a M- a M y -b L -b L- -b - - z z - - z z Obr.8 Prví kaoická (přímá) forma číslicového filtru
Wz ( ) Yz ( ) Hz ( ) =. = X( z) Wz ( ) = L b i. z i M. a. z i i () Rozložíme-li přeosovou fukci a souči fukcí prvého a druhého řádu získáme kaskádí formu z obr.. M. Hz ( ) = A H( ze ) i (2) -b -b 2 -b L w z - w - z - w -L z - a a a 2 a L y Obr.9 Druhá kaoická forma ČF H (z) H 2(z) H 3(z) H k(z) y Obr. Kaskádí forma číslicového filtru Dalším možým rozkladem přeosové fukce a parciálí zlomky, získáme paralelí formou realizace přeosové fukce obr.. c H (z) y 3. Diskrétí soustavy s koečou impulzí odezvou U soustav s koečou impulzí odezvou má výpočetí algoritmus charakter klouzavého průměru a jejich systémová fukce má tvar polyomu. H 2(z) H k(z) Obr. Paralelí forma ČF M Yz ( ) Hz ( ) = = ak z X( z). k = Přímá forma vychází přímo z diferečí rovice (), u které koeficiety a jsou totožé s koeficiety impulzí odezvy h. Rozkladem polyomu a souči polyomů druhého řádu a případě i prvého řádu získáme kaskádí formu z obr.. Jedou z ejzajímavějších skupi číslicových filtrů jsou filtry s lieárím průběhem fáze a kmitočtu (s kostatím skupiovým zpožděím) v propustém i epropustém pásmu. Impulzí odezva takových soustav je osově ebo bodově h =± hm symetrickou fukcí. Na základě k (3)
této vlastosti můžeme filtry realizovat strukturou zobrazeou a obr.3 pro M-sudé a tečkovaě pro M-liché, za předpokladu kladého zaméka. - - z z z - a a a 2 a M-2 a M- y Obr.2 Přímá forma erekurzivího číslicového filtru h M- h M-2 h h z - - - z z z - y Obr.2a Trasverzálí struktura erekurzivího číslicového filtru - - z z z - z - y h z- z- h h 2 z - h M/2-2 - sudé M h (M-3)/2 - liché M pro sudý poèet hodot impulzí odezvy h M/2- - sudé M h (M-)/2 - liché M Obr.3 Nerekurziví číslicový filtr s lieárí fází
4. Návrh číslicových filtrů Návrh číslicových filtrů můžeme rozdělit do těchto tří fází:. Určeí vlastostí avrhovaého systému, které vyplývá z H(f) aplikace tj. toleračí schéma, /α ma impulzí ebo přechodová charakteristika, skupiové zpožděí, atd. 2. Aproimace těchto vlastostí užitím kauzálího /α mi (realizovatelého) diskrétího systému 3. Realizace systému užitím Obr.4 Toleračí schéma filtru dolí číslicového obvodu a propusti aritmetikou s koečou přesostí (obvodovým řešeím ebo procesorovým řešeím) f o f s f 4.. Návrh filtrů s ekoečou impulzí odezvou Číslicové filtry s ekoečou impulzí odezvou mají proti filtrům s odezvou koečou tu výhodu, že pro splěí stejých toleračích požadavků vystačí s meším stupěm realizovaého filtru a tudíž i s meším počtem paměťových čleů a operací ásobeí. Problém aproimace je možé řešit dvěma cestami: - ryze matematickou. Pomocí matematické metody (apř. metoda ejmeších čtverců) se sažíme alézt koeficiety filtru daého stupě tak, aby co ejlépe aproimoval aše požadavky. Výsledý filtr emusí být obecě realizovatelý. - s využitím zámých aproimací jw aalogových filtrů (Butterworth, rovia p Čebyšev, eliptický, atd.) Získaou přeosovou fukci potom převedeme rovia z w pomocí trasformace a digitálí přeosovou fukci ( matematicky H(p) -> H(z) ). Úkolem základích trasformací je převést stabilí aalogový filtr a stabilí filtr číslicový. s - w= Ze základích trasformací uveďme: - trasformace difereciálů, která se Obr.5 Trasformace levé poloroviy roviy p do roviy z využívá k umerickému řešeí difereciálích rovic, ale též k číslicové simulaci aalogových systémů a dějů.
y y = T p= z T dy dt ( ) (4) - trasformace impulzě ivariačí - impulzí odezva číslicového filtru vzike vzorkováím aalogové impulzí odezvy (h(t).(t) -> h(t).(t). - bilieárí trasformace je pro své výhody z uvedeých trasformací ejpoužívaější a je dáa přímým substitučím vztahem mezi roviou p a z 2 z. p = T + z. (5) Např. přímou substitucí do přeosové fukce filtru s čebyševským průběhem přeosové charakteristiky H(p)=/((p/( 2 π 2)) 2 +, 97 p /( 2 π 2) +, 2) získáme tuto systémovou fukci (T=45µs).59 Hz ( ) =, 59..3438 -.5728 z - z - 2 ( + 2. z + z ) 2 (, 3438. z +, 5728. z ) 2.. Obr.6 Realizace filtru 2.kaoickou formou y (6) Realizace fukce z rovice (6) apř. 2.kaoickou formou s předřazeou ásobičkou je a obr.6. Na obr.7 jsou pak porováy vypočteé průběhy přeosových charakteristik původího aalogového a avržeého číslicového filtru. H(f)..8.6.4.2 Aalogový filtr Èíslicový filtr 5 5 2 25 3 Obr.7 Průběh přeosové charakteristiky avržeého filtru a původího filtru f [Hz]
4.2. Návrh filtrů s koečou impulzí odezvou (FIR) Výhody: - Systémová fukce filtru FIR má všechy své póly v bodě z= a proto jsou filtry vždy stabilí a jejich stabilita emůže být ovlivěa kvatováím koeficietů (vhodé pro adaptiví filtry). - FIR filtry můžeme avrhovat tak, aby měly přesě lieárí fázovou charakteristiku (kostatí skupiové zpožděí) v celém kmitočtovém rozsahu. - Realizace těchto filtrů sigálovými procesory druhé a třetí geerace v jazyce symbolických adres jsou velmi jedoduché. Nevýhody: - Ke splěí daých útlumových požadavků vyžadují oproti filtrům IIR vyšší stupeň filtru a proto i k jejich realizaci je zapotřebí vyšší počet registrů, sčítaček a ásobiček. - Návrh filtrů FIR je komplikovaější a určeí výsledých útlumových požadavků v propustém i epropustém pásmu je často problematické. Návrhové metody - Fourierových řad vychází z periodičosti kmitočtové charakteristiky číslicového filtru. H(j w).5 N=9 N=8 N=4 5 5 2 25 3 35 4 f [Hz] Obr.8 Přeosová charakteristika pásmové propusti FIR v závislosti a stupi filtru Oko Vrchol Šířka Miimálí postraího laloku zádržý útlum laloku Obdélíkové -3 db 4π/M -2 db Bartlett -25 db 8π/M -25 db Haig -3 db 8π/M -44 db Hammig -4 db 8π/M -53 db Blackma -57 db 2π/M -74 db Kaiser v závislosti a volitelém parametru Tabulka
H(j ω) + δ -δ δ 2 δ 2 ω ω2 3 ω ωp s M- Obr.9 Aproimace toleračího schématu trigoometrickým polyomem charakteristiku můžeme vyjádřit vztahem ω ω ω π/τ - Zlepšeí předcházející metody je možé využitím metody oke -Filtry FIR vyjádřeé trigoometrickým polyomem jsou filtry, jejichž kmitočtovou M ( ω) = ( ) [ ( ) + 2..cos ω = +. cos ω ] H j h h T a a T = = K ávrhu popsaého filtru můžeme využít Parks-McClellaova algoritmu, který je, stejě jako všechy výše popsaé metody, stadardí součástí programů MATLAB ebo MATHCAD pod ozačeím REMEZ. M (7)
5. Vliv koečé délky a vlastosti diskrétí soustavy Před vlastí realizací avržeé struktury je třeba aalyzovat změy vlastostí filtru způsobeé koečou délkou použitých registrů a koeficietů ásobeí. 5.. Vliv kvatováí koeficietů a vlastosti struktury Nepřesosti v koeficietech způsobí: - změu kmitočtové charakteristiky a u filtrů IIR i estabilitu filtru. Citlivost přeosové fukce je méě závislá: - pokud jedotlivé uly a póly závisí a meším počtu koeficietů. - pokud póly přeosové fukce jsou od sebe více vzdáley. Odtud vlastosti jedotlivých struktur: - u přímé struktury filtru realizovaé prví ebo druhou kaoickou formou je každý pól ovlivňová hodotou všech koeficietů b i a každá ula hodotami všech koeficietů a i. Malé změy hodot koeficietů ai a bi velké změy poloh pólů a ul (zvláště pak u úzkopásmových filtrů). - u paralelí struktury je každý pól ebo pár pólů urče malým počtem koeficietů v každé paralelí větvi. Naproti tomu uly závisí a všech koeficietech. Propusté pásmo (ovlivňovaé převážě polohou pólů) je málo citlivé, zádržé pásmo (ovlivňovaé převážě polohou ul) je velmi citlivé a změy koeficietů. - u kaskádích struktur jsou póly i uly ovlivěy malý počtem koeficietů. Filtry s touto strukturou mají proto malou citlivost, jak v propustém, tak i v epropustém pásmu. ω ω p 2 p p 3 rovia z p p 2 p * p 2 * rovia z Obr.2 Rozložeí pólů filtru typu dolí propusti p 2 * * p p* 3 Obr.2 Rozložeí pólů filtru typu pásmové propusti
5.2. Vliv použité aritmetiky a kvatováí výsledků Použití čísel s pevou řádovou čárkou rov.8 v systémech přiáší sazší realizaci aritmetických operací. b i A = A + A = a2 + a 2 I F i Jejich evýhodou je však malý rozsah (D= 2.log A ma A mi ) zobrazovaých čísel, který avíc závisí i a umístěí řádové čárky. Umístěí řádové čárky je sice fiktiví, ic méě musí být a její umístěí pamatováo a po provedeí aritmetické operace musí být provedea její případá korekce. i i (8) H Dekadicky Headecimálě 255 FFH Přímý kód -27 8H Čísla záporá - FEH - FFH H H Čísla kladá 27 FFH Jedotkový doplěk -28 8H -27 8H - FFH H H 27 FFH Dvojkový doplěk -27 FFH - 8H - 8H H H 27 7FH + - Absolutí hodota -28 H -27 H Čísla záporá - 7FH 8H 8H Čísla kladá 27 FFH +/2 itervalu Obr.22 Grafické zázorěí rozsahu kladých a záporých čísel v základích formátech pro 8 bitová vyjádřeí celých čísel Z hlediska dyamického rozsahu je výhodější vyjádřeí čísel v pohyblivé čárce obr.23 za A = ebo A= ( ) ( + m) e.. (9) 2 -A ma Čísla záporá -A mi A= A mi Čísla kladá A ma - Obr.23 Grafické zobrazeí rozsahu čísel v pohyblivé řádové čárce
kde m-matisa určuje relativí přesost čísla a e-epoet jeho rozsah. Dyamický b rozsah je dá hodotou D = e 62..( 2 ) [db], kde b e je počet bitů a vyjádřeí epoetu včetě zaméka. 2 + matisa = a B + a B + + a B + a B 2... + (2) Stadard pro vyjádřeí čísel v pohyblivé řádové čárce v jedoduché i dvojásobé přesosti je dá předpisem IEEE 756-985 a je podporová přímo ěkterými sigálovými procesory. (Motorola DSP 962). 3 3 23 22 z epoet matisa a 5.3. Kvatováí aritmetických operací 63 62 52 5 z epoet matisa a Obr.24 Vyjádřeí čísel v jedoduché a dvojásobé přesosti y y y Q e α z - α z - α z - a) b) c) Obr.25 Modely číslicového filtru prvého řádu pro aritmetiku a pevou desetiou čárkou. a) s ekoečě přesou aritmetikou, b) s vlivem zaokrouhleí, c) statistický model y Q y e 2 y Q e g α z - α z - α w - z - a) b) c) Obr.26 Modely číslicového filtru prvého řádu pro aritmetiku s pohyblivou čárkou a) s ekoečě přesou aritmetikou, b) s vlivem zaokrouhleí, c) statistický model Při praktické realizaci číslicového systému se díky koečé délce použitých registrů setkáváme s potřebou kvatováí výsledků aritmetických operací (ásobeí, sčítáí). Důsledky tohoto procesu jsou zobrazey a obr.25 pro aritmetiku a pevou desetiou čárkou, a obr.26 pro aritmetiku s pohyblivou čárkou. Na obr.27 je zobraze vliv omezeí čísel se zamékem pro jedotlivá vyjádřeí čísel. - 3 -
Q[] Q[] Q[] 2 -b 2 -b 2 -b 2 -b 2 -b 2 -b E E E zaokrouhleí omezeí A 2 omezeí A a A Obr.27 Kvatizačí charakteristika a průběh kvatizačí chyby pro základí vyjádřeí čísel p p 2 -b 2 -b 2 -b 2 -b Obr.28 Charakteristiky přetečeí - pilovitá, saturace 5.4. Přetečeí Problém přetečeí a podtečeí je aktuálí u aritmetik s pevou řádovou čárkou a souvisí s tím, co se stae, když výsledek aritmetické operace je mimo rozsah zobrazitelých čísel. U eošetřeých aritmetických operací ( 2 A) musíme počítat s pilovitým průběhem charakteristiky přetečeí, které způsobí hrubé zkresleí zpracovávaého sigálu. Z tohoto důvodu jsou používáy aritmetiky se saturací ebo je upravováa amplituda zpracovávaého sigálu (změa měřítka-scalig) tak, aby emohlo k přetečeí dojít vůbec ebo je s malou pravděpodobostí. M > y h k ma k = k (2) - 4 -
5.5. Nulový limití cyklus ve filtrech IIR Přivedeme-li a vstup stabilího číslicového filtru ulový sigál lze předpokládat, že i výstupí sigál dosáhe po určité době ulové hodoty. U stejého filtru s koečou délkou registrů můžeme v případě zaokrouhlováí matematických operací zjistit, že výstup bude klesat k eulové hodotě ebo bude mít oscilačí chováí, tzv.ulový limití cyklus. Mějme filtr s diferečí rovicí y = y + α. (22) a jehož vstup byl přivede jedotkový impulz (biárě,), kde α = /2. Výstupí hodoty filtru se zaokrouhlováím jsou dáy tabulkou 2. Pro hodotu = 6 sado z rovice (22) zjistíme, že platí y6 = y 5/2+ 6 =,/2 + =,. Bude-li tato hodota zaokrouhlea, bude výstupí hodota y 6 =, a jakákoliv další bude stále rova hodotě y 6. V případě, že koeficiet α = -/2, začalo by docházet k mezímu cyklu, který je zobraze a obr.29. 6. Prostředky číslicového zpracováí sigálu Implemetačí báze systémů pro číslicové zpracováí sigálů je eobyčejě široká a abízí široké pole působosti v kvalitativí, kvatitativí i ceové oblasti. Systémy číslicového zpracováí sigálů můžeme realizovat: - Uiverzálí obvody s libovolou pevou architekturou jako jsou ásobičky, posuvé registry, čítače, sčítačky, geerátory adres, paměti a multipleery, ale i programovatelé řadiče. - Programovatelými obvody s pevou architekturou jako jsou uiverzálí, speciálí a sigálové procesory. - Specializovaými obvody s paralelí architekturou. Při výběru vhodých obvodů pro realizaci musíme uvážit, zda obvod je pro daou úlohu vhodý z hlediska dosažitelé rychlosti, spotřeby eergie, použité aritmetiky, architektury pro požadovaý algoritmus a akoec i cey. Začý vliv může mít možost reprogramovatelosti obvodu a jeho slučitelosti se spolupracujícími obvody. Pro velké série se stále častěji využívají zakázkové a polozakázkové obvody, které vyhovují z hlediska miimalizace spotřeby, cey, - 5-2 3 4 Obr.29 Nulový mezí cyklus u IIR filtru 2 3 4 5 6 y,,,,,,, y,96875,5,25,25,625,325,325 Tabulka 2 5 6 7 8 9
aritmetických operací a paměťových ároků. Pro malé série se ejčastěji využívají sériově vyráběé a tudíž levé uiverzálí obvody jako jsou uiverzálí ebo sigálové procesory a programovatelá logická pole LCA ebo FPGA. Pro kusové a časově ejáročější zakázky lze počítat i s využitím speciálích obvodů s paralelí architekturou od firem Harris ebo Plessey. 6.. Použití uiverzálích obvodů k číslicovému zpracováí Do této skupiy obvodů patří většia stadardě vyráběých číslicových obvodů, ze kterých můžeme vytvořit zařízeí pro číslicové zpracováí sigálu s libovolou architekturou (paralelí, sériovou, s využitím pamětí ROM ebo libovolě kombiovaou). Při jeho realizaci budeme vycházet ze zvoleého algoritmu a ze zalostí základů číslicové techiky. Hlaví výhodou těchto realizací je velká pracoví rychlost. Nevýhodou zařízeí založeého a těchto obvodech je špatá přizpůsobivost i malým změám v algoritmu, které obvykle vedou ke změě obvodového zapojeí. Částečě lze tyto problémy elimiovat použitím architektur s pamětmi ROM. Výrazý pokrok v realizaci těchto obvodů pak přiáší reprogramovatelá logická pole EPLD a LCA, které problém změy obvodového zapojeí eřeší, ale jejich ávrhové systémy umožňují velmi rychle vytvořit bitové mapy pro opraveé obvodové zapojeí a příslušý obvod aprogramovat aiž by bylo uté zasahovat do zapojeí obvodu. Jedoduchou ukázku realizace číslicového filtru z uiverzálích obvodů si ukážeme a ásledujícím příkladu. Navrhěte paralelí formu číslicového filtru prvého řádu popsaého diferečí rovicí y =,25. +,625.y a určete jeho impulzí a přechodovou charakteristiku. Při řešeí budeme předpokládat, že, y a y jsou osmibitové hodoty bez zaméka, které po vyásobeí příslušým koeficietem budou sečtey a výsledek bude omeze a osmibitové slovo. Problém ásobeí, před který jsme postavei, vyřešíme pomocí sčítáí vzájemě posuutých hodot. Proto ejprve vyjádříme obě kostaty v dvojkové soustavě takto, 25 =, 2, 625 =, 2 (23) Odtud souči, 25. zrealizujeme pouze posuem čísla o dva bity doprava a souči, 625.y jako součet hodot y posuuté o jedu pozici doprava s hodotou posuutou o 3 bity doprava. Na obr.3 je zobrazeo ejjedodušší z možých řešeí, při kterém jsou sčítaé hodoty omezey a osm bitů a po sčítáí eí provedeo zaokrouhleí výsledku. Na obr.3 a obr.32 jsou zobrazey průběhy impulzí a přechodové charakteristiky pro uvedeou realizaci filtru. Aalýzou filtru zadaého diferečí rovicí zjistíme, že průběh impulzí charakteristiky je dá vztahem ( ) = 25 ( 625) ht,., (24) - 6 -
63 5 57 6 63 64 65 39 4 24 5 9 5 2 T 2 26 2 3 4 5 6 7 8 9 Obr.3 Impulzí charakteristika filtru 63 Chyby způsobeé koečou přesostí koeficietů filtru a omezováím jsou daleko více zřejmé z přechodové charakteristiky jako odezvy a skokový vstupí sigál o amplitudě 255. Z kmitočtové charakteristiky sado zjistíme, že středí hodota a výstupu je dáa vztahem 2 3 4 5 6 7 8 9 Obr.32 Přechodová charakteristika filtru T E y = 666 E = 69 98,., (25) [,..,7] 3 2 yz2 yz yz 5 3 4 2 6 2 5 7 U A S A S A2 S2 A3 S3 B B B2 B3 C C4 74F283 4 3 9 yz3 yz2 yz yz 5 3 4 2 6 2 5 7 U2 A S A S A2 S2 A3 S3 B B B2 B3 C C4 74F283 4 3 9 y32 y23 y4 y5 y76 y67 y58 y49 y [y,..,y7] U5 9 D Q 8 D2 Q2 7 D3 Q3 6 D4 Q4 5 D5 Q5 4 D6 Q6 3 D7 Q7 2 D8 Q8 CLK OC yz3 yz2 yz yz yz7 yz6 yz5 yz4 7 6 5 4 yz6 yz5 yz4 yz3 5 3 4 2 6 2 5 7 U3 A A A2 A3 B B B2 B3 C S S S2 S3 C4 4 3 9 yz7 yz6 yz5 yz4 5 3 4 2 6 2 5 7 U4 A A A2 A3 B B B2 B3 C S S S2 S3 C4 4 3 9 Hodiy 74ACT574 74F283 74F283 Obr.3 Paralelí obvodové řešeí filtru z uiverzálími číslicovými obvody - 7 -
Zpožděí dat Zpožděí dat Zpožděí dat Vstup dat Koefic. RAM Koefic. RAM Koefic. RAM Výstup Rozšiř. vstup střadače Sčítačka Sčítačka Sčítačka z - z - z - Obr.34 Blokové zapojeí průtokové struktury filtru 6.2. Speciálí Vstup A FIR B obvody s paralelí architekturou 5 2 SEL 4 Baky koeficietù + MUX Do této skupiy patří obvody od takových výrobců OEM MUX FIR B jako je firma GEC Plessey, Vstup B Harris Semicoductors, atd., 9 které směřují svoji pozorost OE a výrobu speciálích obvodů s pevou Obr.33 Blokové zapojeí HSP4368 architekturou a fukcí pro kmitočtová pásma ad možostmi současých běžě používaých uiverzálích a sigálových procesorů. Sigálové procesory i přes vysoké hodiové kmitočty a paralelě realizovaé operace specifikovaé programem, zpracovávají požadovaý algoritmus sekvečě. Díky tomu dosahují ejlepší procesory s dobou istrukce 25s pro jedoduchá číslicová zpracováí vzorkovacích kmitočtů řádu jedotek MHz. Složitá zpracováí ajdou uplatěí v oblasti až khz. Obvody, o který se yí zmííme, pracují v kmitočtovém pásmu od MHz do 2 až 3 MHz. Jedá se především o obvody jako jsou kompleí ásobičky, aritmetické jedotky se střadači a paralelími posuvými registry, převodíky souřadic, motýlkové procesory pro realizaci FFT, programovatelé geerátory sigálu a programovatelé číslicové filtry s programovatelou decimací v čase. Na obr.33 je zobrazea blokově vitří struktura programovatelého filtru FIR (HSP4368 firmy Harris), který je tvoře dvěma filtry stupě N=8. Filtry mohou pracovat jako dva ezávislé, paralelě spojeé ebo kaskádě řazeé filtry. Desetibitové koeficiety se programují do paměti RAM přes stadardí rozhraí připojeé k mikroprocesorovému systému.
Na obr.34 je zobrazea část vitří struktury jedoho z filtrů, který se skládá z 8 ásobiček a střadačů. Každý střadač může akumulovat souči ke svému obsahu ebo k obsahu přicházejícího z předcházejícího střadače a uloží jej do registru ozačeého z. V ásobičce se provádí souči koeficietu vybaveého z paměti RAM se vstupím vzorkem přicházejícím ze zpožďovacího datového vedeí a je akumulová k obsahu střadače ebo k obsahu předcházejícího střadače. Je-li apříklad vzorkovací kmitočet struktury rove /4 sychroizačího sigálu, potom výsledek střadače je poslá do dalšího obvodu jedou za čtyři cykly. Tímto způsobem lze výměou koeficietů realizovat ve struktuře filtry s vyšším stupěm za ceu sížeí výsledého vzorkovacího kmitočtu. K realizaci číslicových filtrů můžeme použít i takové obvody jako je kompleí ásobička ve spojeí s kompleí aritmetickou jedotkou a střadačem. Popsaé obvody však eslouží jeom k realizaci číslicových filtrů, ale umožňují - -2 -M+ b b.. b M- Vstup PDSP62 realizovat číslicové detektory, výpočet korelace ebo číslicovou detekci. Ve spojeí s motýlkovým procesorem umožňují realizovat algoritmus pro výpočet rychlé Fourierovy trasformace. Sčítačka PDSP638 y z - Výstup Obr.35 Přímá forma realizace filtru FIR - 9 -